【導讀】整流電路控制角移相要如何確定下來？一言以蔽之，整流電路控制角的范圍取決于整流電路直流輸出電壓平均值時所得的控制角。
基本概念：
觸發延遲角（控制角）——從晶閘管開始承受正向陽極電壓起到施加觸發脈沖止所對應的電角度，用：
表示，稱觸發角或控制角。
整流電路的分類：
按組成的器件可分為不可控、半控、全控三種；
按電路結構可分為橋式電路和零式電路；
按交流輸入相數分為單相電路和多相電路；
按變壓器二次側電流的方向是單向或雙向，又分為單拍電路和雙拍電路。
下面主要以單相橋式全控整流電路（Single Phase Bridge Controlled RecTIfier）為例進行分析。
1.單相橋式全控整流電路帶阻性負載
單相全控橋式帶電阻負載時的波形單相全控橋式帶電阻負載時的波形
令其為0，則有
，即單相全控橋式整流電路帶電阻負載時的控制角移相范圍為180°。
2.單相橋式全控整流電路帶感性負載
單相全控橋式帶感性負載時的波形 單相全控橋式帶感性負載時的波形
令其為0，則有
，即單相全控橋式整流電路帶感性負載時的控制角移相范圍為90°。其他的，像三相橋式全控整流電路帶不同負載的情況同理。如，三相橋式全控整流電路帶電阻負載時，則有其控制角的移相范圍是120°。
LED全波整流電路的設計：
該電路的優點是：電路簡單、成本低。缺點是：體積大、電壓驅動模式，LED亮度會隨著供應電壓的變化而有所改變；無法提供恒流輸出；突波電流較大。這種LED驅動電源的電路結構非常簡單，只需要一個低頻變壓器、整流器、濾波電容，以及一個用于調整亮度的可變電阻。串聯LED的數目主要由變壓器的匝數比所決定。一旦選用變壓器的匝數比固定之后，若要得到一樣的亮度9就很不容易再改變LED的數目。
什么是相控整流？
采用相位控制方式以實現負載端直流電能控制的可控整流電路。可控是因為整流元件使用具有控制功能的晶閘管。在這種電路中，只要適當控制晶閘管觸發導通瞬間的相位角，就能夠控制直流負載電壓的平均值。故稱為相控。
分類，相控整流電路分為單相、三相、多相整流電路3種。
單相整流電路
圖1a為單相半波可控整流電路。圖中ug為晶閘管的觸發脈沖，其工作過程如下：當u2負半周時，晶閘管不導通。在u2正半周時，不加觸發脈沖之前，晶閘管也不導通，只有加觸發脈沖之后，晶閘管才導通，這時負載Rd上流過電流。在電流為零時刻，晶閘管自動關斷，為下一次觸發導通作好準備，如此循環往復，負載上得到脈動的直流電壓ud。晶閘管從開始承受正向電壓起到開始導通這一角度稱為控制角，以α表示。這樣，只要改變控制角α的大小，即改變觸發脈沖出現的時刻，就改變了直流輸出電壓的平均值。觸發脈沖總是在電源周期的同一特定時刻加到晶閘管的控制極上，所以，觸發脈沖和電源電壓在頻率和相位上要配合好，這種協調配合的關系稱為同步。圖1b為單相橋式可控整流電路。它與單相半波可控整流電路相比，其變壓器利用系數較高，直流側脈動的基波頻率為交流基波的二倍，故為小功率場合常用的整流電路之一。 這里，脈波數P的概念很重要。所謂脈波數就是在交流電源的一個周期之內直流側輸出波形的重復次數。通常脈波數越多，直流側輸出越平滑，交流側電流越接近正弦波。為了增加脈波數，可以增加交流側相數，但是， 一般相數增加越多，各相的通電時間變得越短，這樣會使整流元件與整流變壓器副邊繞組的利用率變壞，使裝置體積變大，成本提高。圖1c為單相橋式半控整流電路，由于可控的晶閘管與不控的二極管混合組成，故稱半控。F稱續流二極管，若直流電壓變為負值，它成為直流側環流的路徑，維持輸出電壓為零。
單相整流電路比較簡單，對觸發電路的要求較低，相位同步問題很簡單，調整也比較容易。但它的輸出直流電壓的紋波系數較大。由于它接在電網的一相上，易造成電網負載不平衡，所以一般只用于4kW以下的中小容量的設備上。如果負載較大，一般都用三相電路。
三相整流電路
當整流容量較大，要求直流電壓脈動較小，對快速性有特殊要求的場合，應考慮采用三相可控整流電路。這是因為三相整流裝置三相是平衡的，輸出的直流電壓和電流脈動小，對電網影響小，且控制滯后時間短。圖2為三相橋式全控整流電路及其輸出電壓波形。在理想情況下，電路在任何時刻都必須有兩個晶閘管導通，一個是共陽極組的，另一個是共陰級組的，只有它們同時導通才能形成導電回路。T1、T2、T3、T4、T5、T6的觸發脈沖互差60°。因此，電路每隔60°有一個晶閘管換流，導通次序為1→2→3→4→5→6，每個晶閘管導通120°。在整流電路合閘后，共陰極和共陽級組各有一個晶閘管導通。因此，每個觸發脈沖的寬度應大于60°、小于120°，或用兩個窄脈沖等效地代替大于60°的寬脈沖，即在向某一個晶閘管送出觸發脈沖的同時，向前一個元件補送一個脈沖，稱雙脈沖觸發。整流輸出電壓波形如圖2 所示。當T1、T6導通時，ud＝uab；T1、T2導通時，ud＝uac；同理，依次為ubc，uba，uca，ucb，均為線電壓的一部分，脈動頻率為300Hz，晶閘管T1上的電壓uT1波形分為三段，在T1導電的120°中，uT1＝0（僅管壓降）；當T3導通，T1受反向電壓關斷，uT1＝uab；T5導通時，T3關斷，uT1＝uac。因此晶閘承受的最大正、反向電壓為線電壓的峰值。
采用三相全控橋式整流電路時，輸出電壓交變分量的最低頻率是電網頻率的6倍，交流分量與直流分量之比也較小，因此濾波器的電感量比同容量的單相或三相半波電路小得多。另外，晶閘管的額定電壓值也較低。因此，這種電路適用于大功率變流裝置。
多相整流電路
隨著整流電路的功率進一步增大（如軋鋼電動機，功率達數兆瓦），為了減輕對電網的干擾，特別是減輕整流電路高次諧波對電網的影響，可采用十二相、十八相、二十四相，乃至三十六相的多相整流電路。圖3a為兩組三相橋串聯組成的十二相整流電路。為了獲得十二相波形，每個波頭應該錯開30°。所以采用三繞組變壓器，次級的兩個繞組一個接成星形，另一個接成三角形，分別供給兩組三相橋。兩組整流橋串聯后再接到負載。由于兩組整流橋輸出的電壓的相位彼此差30°，因此在負載上得到十二脈波的整流電壓，合成電壓中最低次諧波頻率為600Hz，輸出電壓ud=ud1+ud2，電流id=id1=id2。圖3b是兩組三相橋并聯組成大電流的十二相整流電路。兩橋變壓器次級繞組電壓依次相差30°。若兩組橋的交流線電壓相等，各自的控制角也相等，則兩組橋的整流平均電壓也相等，只要極性相符合，就可以并聯運行。但是兩組整流電壓的瞬時值是不等的，兩組電源間會出現交流環流。為了限止環流，延長晶閘管的導通時間，需要加入平衡電抗器，輸出電壓ud=（ud1+ud2）/2，電流id=id1+id2。
采用多相整流電路能改善功率因數，提高脈動頻率，使變壓器初級電流的波形更接近正弦波，從而顯著減少諧波的影響。理論上，隨著相數的增加，可進一步削弱諧波的影響。但這樣做增加了設備費用，在技術上對精確地得到相同的控制角提出了較嚴格的要求。因而需對方案的技術經濟指標進行全面分析，最后作出選擇。
主要特性，相控整流電路具有以下幾個主要特性。
①輸出直流平均電壓Ud，在脈波數為P的整流電路中一般有
Ud=Uda-kXId
式中Ud為考慮了負載電流引起的電壓降時的直流電壓，k是與電路有關的常數，X是換相電抗，Id為直流平均電流。由式（1）可見，電壓降主要由交流側電抗引起，由換相重疊現象引起的電壓降與換相結束時的直流側電流成正比。從直流側看，交流側電抗起著一個等效電阻的作用。
Uda=Ud0cosα
式中Uda為相位控制時的空載電壓，α為控制角。
式中Ud0為空載無相位控制時電壓；U2為交流電壓有效值，在P相半波整流電路中為相電壓，在P/2相橋式整流電路中為線電壓。當控制角為α 時，式（2）適用于全控橋式電路，式（3）適用于半控橋式電路。
②整流變壓器容量和整流功率Pd的關系：變壓器平均計算容量S為
S＝（S1＋S2）/2
式中S1為初級容量，S1＝m1U1I1;S2為次級容量，S2＝m2U2I2;m1、m2分別為變壓器初、次級繞組相數。帶有大電感負載的三相半波電路如圖4所示。
由圖可見，變壓器次級繞組電流i2可以分解成直流分量i2=和交流分量i。由于直流分量i2≈只能產生直流磁通勢，所以它無法影響初級電流作相應變化。而交流分量 i將通過變壓器的磁耦合反映到初級電流中去。這樣，初、次級電流有效值分別為I1=Id/3、I2=Id/。在α＝0°和不考慮電網電壓波動等情況下，得S2=1.48Pd、S1＝1.21Pd、S＝1.345Pd， 其中Pd為整流功率。在三相橋式電路中，次級無直流分量電流，所以初、次級電流是波形相同的交流電，故S＝1.05Pd，可見橋式接線時變壓器利用率提高。
③重疊導電現象和電壓降：圖5所示為變壓器漏抗存在時對整流電路波形的影響。當T1處于導通狀態，給直流側提供電流Id時，觸發T2，若ud＜ub，則T2變為導通狀態。但由于交流側存在漏感，T2中的電流并不立即變為Id，T1中的電流也不立即降為零，因此出現T1和T2同時導通的狀態，這種狀態稱為換相重疊現象，這段時間以相角計算，稱換相重疊角，用u表示。在重疊期中，輸出電壓為（ud+ub）/2，與不考慮漏抗時相比，輸出電壓降低了（ub-ud）/2。重疊期內直流電流一定的話，則T1、T2回路中流過環流i，這時α相電流id=Id-i將逐漸減小，而b相電流ib＝i，當ib增加到Id時，id就等于零，這樣就完成了換相過程。關于電流i，2&TImes;di/dθ＝ub－ud式成立，由于在控制角α處i=0，在（α＋u）處i=Id，故有2&TImes;Id=（ub－ud）·u。因此，交流電流在一周期內換相一次引起的平均輸出電壓降為dx＝XId/2π。重疊角u隨α不同而不同，但電壓降是與α無關的常數。在三相橋式電路中，由于一周內換相6次，換相壓降nx＝6XId/2π，式中X是每相的電抗。
④整流電路的功率因數及諧波：功率因數λ＝P/S＝μ·cosφ，μ稱畸變因數，表征電流對正弦波的偏離度；cosφ稱位移因數;φ為電壓和基波電流間的相位移。在不控整流電路中，當重疊角很小時，交流側基波電流與電壓相位相同，即cosφ＝1。所以，功率因數可由圖6中的電流波形計算求得，其值分別為單相橋式電路是2/π≈0.900，三相橋式電路是3/π≈0.955，在P＝12的電路中為0.989，故對于12脈波以上的電路，實際上可以認為功率因數近似于1。采用晶閘管相位控制時，由于交流電流波形形狀不變，只是相位延遲了一個控制角α，所以可控整流電路的功率因數λ=μ·cosα，此時φ＝α，即為不可控整流電路的功率因數乘以位移因數cosα，考慮重疊角時的功率因數，由于存在重疊角u，除電流相位延遲外，電流波形也由近似的方波變為近似的梯形波，其有效值也有所改變，因而功率因數的計算趨于復雜。近似地可以只考慮相位延遲的影響。如三相橋式電路的控制角為α，重疊角為u，則功率因數為0.955·cos（α＋u/2）。在整流電路產生的諧波中，若控制保持對稱的話，則僅有特定次數的諧波從交流電源側流出。在三相P脈波整流電路中僅產生nP±1次諧波（n＝1，2，…）。
選擇整流電路時，主要從電性能好、結構簡單、經濟實用、對電網影響小等方面考慮，合理選用。
