【導(dǎo)讀】隨著汽車市場(chǎng)電氣化時(shí)代的到來(lái)，對(duì)電池充電器的需求越來(lái)越大。通過(guò)簡(jiǎn)單的公式可以知道，功率越大，充電時(shí)間就越短。本文考慮的是三相電源，其所能提供的功率最高為單相電源的3 倍。
這里提及的三相 PFC 板是基于碳化硅 MOSFET 的車載充電器系統(tǒng)第一級(jí)的示例，它會(huì)提高系統(tǒng)效率并減少 BOM 內(nèi)容。
開(kāi)發(fā) PFC 板的主要目的是方便訪問(wèn)不同設(shè)備，從而為測(cè)試階段和測(cè)量提供便利；外形尺寸優(yōu)化從來(lái)不是 EVB 的目標(biāo)。
一 輸出電壓
在這里，三相 PFC 提供的輸出電壓被固定為 700 V（精度5%）。得益于 SiC 技術(shù)，熱容量可以擴(kuò)展至更高的范圍。以 50 Hz、230 Vac 的輸入電壓為例，其最大可交付功率為 11 kW。
二 系統(tǒng)
▲高 fs 范圍 (60?140 kHz)
▲高效率（fs 100 kHz 時(shí)為 98.3%）
▲寬輸入范圍 (167 - 265 VPH rms)
▲雙向
▲三相全橋整流器
圖 1：板圖片
圖 2：拓?fù)?概覽
圖 3：三相 PFC 框圖
三 應(yīng)用/控制概述
總體概念可參見(jiàn)圖 3。由于在概念定義期間，可測(cè)試性被設(shè)定為最高優(yōu)先級(jí)，因此所提供的板不以最高功率密度和/或緊湊性為目標(biāo)。
當(dāng)向輸入連接器提供 50Hz 的三相電壓時(shí)，板的行為很簡(jiǎn)單；由于 PFC 拓?fù)涞男再|(zhì)，輸出總線電容電壓會(huì)升高。由于每個(gè) MOSFET 上都存在寄生續(xù)流二極管，帶有 MOSFET 的無(wú)橋 PFC 保證了從輸入到輸出的電流路徑。當(dāng) MOSFET 全部關(guān)斷時(shí)，電路板簡(jiǎn)化為三相二極管橋。整流后的輸入交流電壓將根據(jù)電源電壓幅度和 MOSFET 體二極管的正向電壓，被設(shè)置為定義的電平。然而，輸入端至少要提供一個(gè) 167 Vrms 的電壓。因此，兩個(gè)不同線路上的電阻用作浪涌電流限制器。一旦總線電壓達(dá)到 400 V，雙管反激變換器便開(kāi)始工作。它提供 24 V 電壓。藉此，一系列 DC/DC 穩(wěn)壓器可生成為數(shù)字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。
在進(jìn)行微喚醒時(shí)，除了驗(yàn)證 ADC 通道的偏移電壓外，它還開(kāi)始監(jiān)控總線電壓并檢測(cè)輸入電壓，從而確定電壓的頻率和相位角。該相位角將作為系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的基準(zhǔn)角。
當(dāng)直流總線電壓達(dá)到平坦?fàn)顟B(tài)時(shí)，MCU 向繼電器發(fā)送指令，旁路電阻并允許輸出總線電壓進(jìn)一步升高。但是，電壓增量將低于整流后的輸入電壓幅度 √6?VPH, RMS。
MCU 將等到總線電壓再次平坦，以便開(kāi)始控制總線電壓，直到達(dá)到 700 V 的目標(biāo)值。它不會(huì)一步達(dá)到目標(biāo)值，而是跟隨一個(gè)平滑的斜坡發(fā)生器不斷變化，使總線電壓值按照參數(shù)化的斜坡達(dá)到最終的 700 V。
PFC 只實(shí)現(xiàn)了一種硬件保護(hù)，利用 NCV51705 柵極驅(qū)動(dòng)器的 DESAT 功能防止過(guò)電流事件。根據(jù) NVHL080N120SC1 碳化硅 MOSFET（N 溝道，1200 V，80 m，TO247?3L）的特性，將在板上設(shè)置 50 A 的閾值。
所有故障線路被集合在一起，以生成到 MCU 的單個(gè)輸入，而該 MCU 將為 PWM 生成提供硬件停止。只能通過(guò) GUI 發(fā)送的復(fù)位命令或通過(guò)斷電/上電序列來(lái)復(fù)位故障條件，這兩種方式通常分別代表硬件/軟件復(fù)位。圖 4 總結(jié)了軟件層面的總體行為。
圖 4：激活直流總線電壓調(diào)節(jié)前的初步步驟流程圖
一旦應(yīng)用處于直流總線電壓控制狀態(tài)，在沒(méi)有故障事件的情況下，MCU 將執(zhí)行磁場(chǎng)定向控制 (FOC) 電壓控制算法。
該控制算法類似于電機(jī)控制算法，即內(nèi)部環(huán)路控制著電流分量，而外部環(huán)路控制著總線電壓。由于 PFC 的目標(biāo)是保證每個(gè)相電壓和相電流之間的相位延遲為 0°，因此電壓調(diào)節(jié)將作用于 D 軸電流。Q 軸電流被設(shè)置為 0。D 軸表示“ACTIVE”電力分支，而 Q 軸則表示“REACTIVE”電力分支。圖 5 顯示了控制算法的框圖。
圖 5：控制框圖
為執(zhí)行控制算法而采樣的模擬量包括：
● 相電流 (x3)；
● 線路電壓（因?yàn)樵谳斎脒B接器 (x3) 處沒(méi)有提供中性點(diǎn)）；
● 直流總線電壓。
線路電壓用于確定交流電壓相量的實(shí)際位置。然后，使用角度 θ 將電流相位延遲調(diào)節(jié)到 0?，這是 PFC 的主要目標(biāo)。電壓位置用于通過(guò)克拉克和帕克變換，從靜止 ABC 系統(tǒng)參考轉(zhuǎn)換到旋轉(zhuǎn) DQ 坐標(biāo)系（對(duì)于 PFC，D 軸表示相電壓相量的幅值）。
在 θ 已知的情況下，所有電量都可以在 DQ 系統(tǒng)中表示，這種簡(jiǎn)化操作將確保能夠使用簡(jiǎn)單的 PI/PID 調(diào)節(jié)器。順便說(shuō)一下，PID 代表比例積分和微分調(diào)節(jié)，它可以單獨(dú)應(yīng)用于系統(tǒng)，也可以組合在一起應(yīng)用于系統(tǒng)。無(wú)論是哪種情況，正確的選擇要取決于待調(diào)節(jié)設(shè)備的傳遞函數(shù)。
當(dāng)可提供一個(gè)常數(shù)作為參考量時(shí)，PI 調(diào)節(jié)器確實(shí)可以有效地將誤差調(diào)節(jié)為零，但不能調(diào)節(jié)交流參考量。在任何情況下，都需要對(duì) PI 調(diào)節(jié)器進(jìn)行校準(zhǔn)，以確保適當(dāng)?shù)南到y(tǒng)穩(wěn)定性，并在 PI 環(huán)路帶寬與時(shí)間響應(yīng)之間進(jìn)行合理的折衷。通常期望電流環(huán)路（內(nèi)部）的響應(yīng)較快，外部環(huán)路（電壓）的響應(yīng)較慢。
圖 7 提供了所實(shí)現(xiàn)的控制環(huán)路的詳細(xì)圖形。無(wú)論所選擇的 PWM 調(diào)制頻率如何，該控制環(huán)路都將以 20kHz 運(yùn)行。盡管存在同步程序以使 ADC 外設(shè)由特定 PWM 計(jì)數(shù)器值觸發(fā)，但 PWM 頻率幾乎獨(dú)立于控制頻率。
該程序允許保持相電流之間的良好關(guān)系，在中性點(diǎn)隔離的星形連接三相系統(tǒng)中，電流和的瞬時(shí)值應(yīng)等于零。
所選 MCU 為通用 MCU，它基于 Arm?M3、時(shí)鐘頻率 84 Mhz、單 S/H 和 ADC，具有多路復(fù)用輸入通道、1 MSPS 和 12 位。一次 ADC 轉(zhuǎn)換的延遲時(shí)間約為 1 μs。
由于讀取延遲、快速 PWM 頻率、瞬時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)和升壓電感等原因，每個(gè)相位中流動(dòng)的電流可以在極短的時(shí)間內(nèi)發(fā)生顯著變化。因此，為了克服這種有問(wèn)題的情況，系統(tǒng)會(huì)在三個(gè)連續(xù)的 PWM 周期內(nèi)對(duì)電流進(jìn)行采樣。這意味著可用于相應(yīng)功能的最小 PWM 頻率是控制策略的三倍，也就是 60kHz。當(dāng)然，所允許的最大 PWM 頻率也存在限制，即 140 kHz。再次觸發(fā) ADC 外設(shè)進(jìn)行新的測(cè)量之前，在每個(gè) PWM 周期中執(zhí)行測(cè)量所需的等待時(shí)間會(huì)引入該限制。圖 6 顯示了這種限制背后的原因。
圖 6：主要外設(shè)交互和控制算法執(zhí)行
從圖 6 中可以看出，只有在滿足以下條件的情況下，才能發(fā)出新的 ADC 觸發(fā)器：對(duì)三個(gè)模擬量（1 個(gè)電流和 2 個(gè)電壓）進(jìn)行了采樣；ADC 的轉(zhuǎn)換結(jié)束中斷已發(fā)送給 CPU（以將結(jié)果數(shù)據(jù)寄存器存儲(chǔ)到內(nèi)存中）；已為新的測(cè)量準(zhǔn)備好 ADC。每個(gè)程序大約需要 3.5 μs。在三個(gè) PWM 周期之后，ADC 不再被觸發(fā)，直到發(fā)生重新初始化讀取策略的新控制中斷。
控制期內(nèi)收集的模擬量將用于下一個(gè)可用控制期。從 ADC 進(jìn)行模擬量采樣的時(shí)間與在控制策略中有效使用模擬量的時(shí)間之間存在確定性延遲。不過(guò)，這種延遲不會(huì)予以補(bǔ)償，原因是主工作頻率要遠(yuǎn)低于所選的控制頻率周期，因此延遲被視為是可以忽略的。
一旦 ADC 模擬量可用，實(shí)現(xiàn)控制就簡(jiǎn)單多了，如圖 7 所示。
圖 7：控制算法詳述
如前所述，調(diào)制頻率可以在 60kHz 到 140kHz 之間的范圍內(nèi)進(jìn)行選擇，這就是使用碳化硅 MOSFET 的好處。當(dāng)然，從系統(tǒng)行為的角度來(lái)看，提高開(kāi)關(guān)頻率將意味著更高的開(kāi)關(guān)損耗，這會(huì)實(shí)質(zhì)上導(dǎo)致芯片溫度的升高，進(jìn)而增加傳導(dǎo)損耗，原因就在于 RDS,ON會(huì)隨著溫度而增大。正是出于這個(gè)原因，可以預(yù)見(jiàn)板上應(yīng)該有一個(gè)風(fēng)扇，其目的是讓 SiC MOSFET 所在位置的散熱器能冷卻下來(lái)。風(fēng)扇由 MCU 驅(qū)動(dòng)，但目前其轉(zhuǎn)速將固定不變?？梢愿鶕?jù)與 ID,REF 成正比的有效功率輸送來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)。
為了減輕損失并提高系統(tǒng)效率，可以實(shí)施不同的驅(qū)動(dòng)策略。在結(jié)果部分中提供了更多的詳細(xì)信息。
四 硬件概述
本系統(tǒng)由兩塊板組成：一塊 4 層電源板和一塊 4 層控制板。
電源板將嵌入：
● 從輸入到總線電壓的所有電路（繼電器、升壓電感器、SiC MOSFET、直流總線電容）；
● 用于模擬信號(hào)調(diào)節(jié)的第一級(jí)電路（處理成 5V 范圍內(nèi)）；
● 風(fēng)扇及其驅(qū)動(dòng)電路；
● 柵極驅(qū)動(dòng)器子系統(tǒng)（對(duì)每個(gè) MOSFET 而言都是相同的）；
● 高電平至 24 V DCDC 轉(zhuǎn)換器；
● 分布式連接器（以最大程度減小開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的環(huán)路長(zhǎng)度）。
控制板將嵌入：
● 微控制器及其隔離編程電路（通過(guò)串行通信）；
● 24 V 至各種直流電壓電平（如圖 3 所示）；
● 第二級(jí)模擬信號(hào)調(diào)節(jié)（采用電源板輸入并調(diào)節(jié)至 3.3V 范圍）；
● 邏輯柵極（用于處理來(lái)自柵極驅(qū)動(dòng)器的故障信號(hào)）；
● LED 和分布式連接器（根據(jù)電源板）。
五 風(fēng)扇
風(fēng)扇需要兩個(gè)引腳：
● FAN_ON_OFF：將引腳設(shè)置為高電平會(huì)為風(fēng)扇提供 24 V 電壓。
● FAN_PWM：這是一個(gè)脈寬調(diào)制引腳。占空比越高，風(fēng)扇轉(zhuǎn)速就越快，進(jìn)而吹入的空氣越多。
六 繼電器
由繼電器的布局可以預(yù)見(jiàn)：上電時(shí)，安裝在板上的 13.6 個(gè)功率電阻器會(huì)限制浪涌電流。通過(guò)切換 INRUSH_OFF 引腳將數(shù)字值設(shè)置為高電平，可斷開(kāi)電阻器。上電時(shí)，該引腳被初始化為低電平。
七 柵極驅(qū)動(dòng)器系統(tǒng)
板上帶有六個(gè)對(duì)稱結(jié)構(gòu)的柵極驅(qū)動(dòng)器。它們中的每一個(gè)都包含一個(gè)隔離式 DCDC 轉(zhuǎn)換器、一個(gè)數(shù)字隔離器和 NCP51705 柵極驅(qū)動(dòng)器。NVP51705 是一個(gè)用于驅(qū)動(dòng) SiC MOSFET 的專用器件。每個(gè)部分都有 3 個(gè)數(shù)字引腳：2 個(gè)輸入和 1 個(gè)輸出（這是從柵極驅(qū)動(dòng)器的角度看；如果是從 MCU 的角度看，則為 2 個(gè)輸出和 1 個(gè)輸入）。MCU 必須為每個(gè)驅(qū)動(dòng)器提供禁用信號(hào)；它實(shí)際上表示 PWM 信號(hào)的反相輸入和 PWM 信號(hào)本身。MCU 必須檢測(cè)故障引腳。它表示柵極驅(qū)動(dòng)器電平的故障狀態(tài)。
柵極驅(qū)動(dòng)器故障一旦確立，它就會(huì)自動(dòng)禁用 PWM 輸出。故障引腳用于向 MCU 發(fā)出故障狀態(tài)信號(hào)。這種故障通常是由于過(guò)電流事件引起的，盡管其他異常情況也可能觸發(fā)此故障。
一旦發(fā)生故障事件，便不再向柵極驅(qū)動(dòng)器提供 PWM 信號(hào)，同時(shí) DISABLE 引腳再次投入工作。
每個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)器的故障引腳都匯集于“or”端口，共有六個(gè)輸入。然后，所生成的 PWM_FAULT 將連接至 MCU 上可用的硬件 PWM 故障引腳。
DISABLE 引腳應(yīng)初始化為 HIGH（高電平），以禁用柵極驅(qū)動(dòng)器功能。當(dāng)控制策略能夠發(fā)送有效的占空比信息時(shí)，必須將 DISABLE 設(shè)置為低電平。
八 測(cè)試
系統(tǒng)將生成以下測(cè)試結(jié)果，為板提供 50Hz 的 230 Vrms 電壓。
控制算法被配置為提供 100 kHz 的開(kāi)關(guān)頻率和 100 ns 的死區(qū)時(shí)間。所用的升壓電感器具有 330H 的平均電感值。
用于驅(qū)動(dòng) MOSFET 的柵極電阻值為 22 Ω（對(duì)于源極）和 4.7 Ω（對(duì)于漏極），以確保在最大電流下具有以下開(kāi)關(guān)特性：
圖 8：慢開(kāi)關(guān)速度一側(cè)的 SiC MOSFET
針對(duì)不同情況，要實(shí)施并測(cè)試不同的 PWM 策略。每一項(xiàng)策略都會(huì)影響電感器高頻電流紋波，而低頻包絡(luò)線則跟隨輸出目標(biāo)功率。雖然電流紋波與 PWM 頻率和總線電壓有關(guān)，但它也受到零序電壓的嚴(yán)重影響。零序電壓會(huì)影響 PWM 周期中電感器兩端的電壓生成。
圖 9：經(jīng)過(guò)檢驗(yàn)的調(diào)制策略
最后是選擇“不連續(xù) 1”調(diào)制策略的情況下，以 100kHz 運(yùn)行 PFC 板的系統(tǒng)效率結(jié)果。
圖 11：fPWM = 100 kHz 時(shí)的效率結(jié)果
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