【導讀】新能源汽車動力域高壓化、小型化、輕型化是大勢所趨。更高的電池電壓如800V系統要求功率器件具有更高的耐壓小型化要求功率拓撲具有更高的開關頻率。碳化硅（SiC）作為第三代半導體代表，具有高頻率、高效率、小體積等優點，更適合車載充電機OBC、直流變換器 DC/DC、電機控制器等應用場景高頻驅動和高壓化的技術發展趨勢。本文主要針對SiC MOSFET的應用特點，介紹了車載充電機OBC和直流變換器DC/DC應用中的SiC MOSFET的典型使用場景，并針對SiC MOSFET的特性推薦了驅動芯片方案。最后，本文根據SiC MOSFET驅動對供電的特殊要求，對不同供電設計方案的優劣勢進行了分析。
1. OBC DC/DC 中SiC MOSFET 應用場景
1.1 OBC DC/DC 常見功率級架構
車載充電機OBC和高壓直流變換器DC/DC組合為常見的動力總成組合形式，兩者可以共享機械外殼和冷卻系統，提高功率密度，優化成本。
OBC通常分為PFC 和DC/DC兩級。PFC級為并網的AC/DC變換器，將輸入的單相或三相交流電變換為直流母線電壓。受電網基礎設置分布的影響，在中國單相交流電樁更為普遍，而在國外其它區域如歐洲，三相交流充電在逐漸成為主流。對于單相交流輸入的PFC，其輸出直流母線電壓通常為400-600V，而對于三相輸入的PFC，其輸出直流母線電壓通常為700-1000V。由于單級PFC輸出的直流電流有比較大的低頻波動，所以典型的OBC系統在PFC級后還有會DC/DC變換器級，其輸出給車載高壓動力電池供電。對于常見的400V或800V電池系統，OBC輸出電壓通常為230-450V與450-900V。
由于車載用電設備大部分為低壓供電，所以動力域還需直流DC/DC變換器將高壓動力電池的能量變化為低壓，為12V 負載系統及12V電池供電。
Figure 1. OBC DC/DC常見功率級架構
1.2 400V 電壓平臺 OBC DC/DC 系統中SiC MOSFET應用場景
目前新能源汽車動力域高壓化是大勢所趨，但受電池成本高昂等因素影響，目前400V 依然是業界主流選擇的動力電池電壓等級。 下面將分別介紹在400V電壓平臺下，單相和三相OBC系統中SiC MOSFET的使用場景。
1.2.1 400V 單相OBC 系統中SiC MOSFET應用場景
在400V 單相交流輸入的OBC DC/DC 系統中，不論是PFC輸出的直流母線電壓還是OBC整體輸出的電池電壓，其波動范圍都在Si硅基MOSEFT可以承受的電壓范圍之內。然而，隨著對系統功率密度要求的逐步提升，傳統二極管整流橋Boost PFC電路不能再滿足效率和散熱的要求，無橋PFC如圖騰柱PFC在逐步成為業界主流。在圖騰柱PFC拓撲中，可以利用碳化硅SiC MOSFET高頻開關、反向恢復低和導通電阻小的優勢，大大提升系統效率和功率密度，如圖2所示。
Figure 2. 400V系統單相圖騰柱PFC拓撲中SiC MOSFET應用場景
圖騰柱PFC通常由快橋臂和慢橋臂組成，快橋臂由SiC MOSFET構成，通常開關頻率可高達100kHz。 慢橋臂開關頻率為工頻，即45-65Hz。對于單向OBC而言，慢橋臂可使用二極管。對于雙向OBC，即需要高壓電池反向向電網或負載饋電的場景下，慢橋臂需要使用Si MOSFET或Si IGBT以支持能量的反向傳輸。為了進一步減小紋波和前級濾波器的體積，也可采用兩相快橋臂交錯并聯的方式。圖3和圖4以雙向OBC為例，示意了SiC MOSFET在圖騰柱和交錯并聯圖騰柱電路中的用法。
Figure 3. 圖騰柱PFC SiC MOSFET快管應用場景
Figure 4. 交錯并聯圖騰柱PFC SiC MOSFET快管應用場景
1.2.2 400V 三相OBC系統中SiC MOSFET應用場景
對于三相交流輸入的OBC系統，其PFC輸出的母線電壓通常可能高達900V。在這種情況下，考慮到高耐壓與高效率的要求，通常選用SiC MOSFET而非Si IGBT作為開關管。OBC的PFC及與DCDC級的原邊側都需使用SiC MOSFET，如圖5所示。圖6展示了以400V電壓平臺，11kW雙向OBC為例的系統中SiC MOSFET的使用位置。
Figure 5. 400V 三相OBC DC/DC 系統中SiC MOSFET 應用場景
Figure 6. 400V 三相11kW雙向OBC中SiC MOSFET應用場景
1.3 800V 電壓平臺 OBC DC/DC 系統中SiC MOSFET應用場景
在相同充電電流情況下，電池電壓從400V升級到800V后充電速率可以加倍。為了滿足大功率快充，動力域也需要持續向高壓化演進。當動力電池電壓平臺升級到800V，OBC及DC/DC電源產品都需要從400V等級提升到800V 電壓等級平臺。此時不論是單相或三相系統，OBC 的兩級和高壓轉低壓 DC/DC高壓側的開關管都需要使用更高耐壓的SiC MOSFET器件以滿足系統電壓等級的要求下，如圖7所示。圖8以800V電壓平臺下三相OBC及移相全橋DC/DC拓撲為例，說明了系統中SiC MOSFET的使用位置。
Figure 7. 800V OBC DC/DC SiC MOSFET 應用場景
Figure 8. 800V 三相OBC 及移相全橋DCDC SiC MOSFET 應用位置
2. SiC MOSFET應用特點
2.1 SiC MOSFET應用特點
如前文所述，SiC MOSFET在OBC DC/DC 系統中的應用場景多為高電壓和高開關速率的場合，因而在開關時的dVds/dt比普通Si MOSFET顯著增加。以橋式電路為例，在上管快速開通、下管關斷時，下管的Vds會升高，此時電荷通過米勒電容Cgd轉移至下管門極，會造成門級電壓出現一個小的尖峰。根據廠家和溝道技術的不同，SiC MOSFET的閾值電壓一般為2V至5V。如果在這一過程中串擾造成的電壓抬升幅度超過了SiC MOSFET開通的閾值電壓，可能會造成下橋臂的誤開通，從而導致上下橋臂直通，造成系統短路損壞等嚴重后果1。
Figure 9. 高dv/dt造成SiC MOSFET誤開通
2.1 SiC MOSFET驅動選型要點
2.2.1 負壓驅動
為了規避開關過程中產生的橋臂直通風險，通常SiC MOSFET需要使用正負壓驅動，即通過負壓關斷確保關斷過程中即使出現小的電壓尖峰，也不會超過閾值電壓致使MOSFET開通，如下圖10所示。
Figure 10. SiC MOSFET負壓驅動防止誤開通
2.2.2 米勒鉗位
另一種常見的防止SiC MOSFET誤開通的方式是搭建米勒鉗位電路或使用具有米勒鉗位功能的芯片，如TI的單通道隔離驅動芯片UCC5350-Q12等。
如圖11所示，米勒鉗位功能主要通過采樣柵極的電壓并與閾值電壓相比較，當柵極電壓低于閾值電壓后比較器反轉，使得內置的米勒鉗位MOSFET導通，形成一條低導通阻抗的路徑。這條低阻抗路徑可以將SiC MOSFET柵極有力關斷，從而避免誤導通。
Figure 11. 內置米勒鉗位功能的驅動芯片防止MOSFET誤開通
設計米勒鉗位電路也需要注意驅動芯片需要盡量靠近開關管。如果布板不夠優化，米勒鉗位回路過大，可能會由于走線上寄生參數的影響，使得低阻抗路徑不夠有效，反而會增大柵極震蕩。
2.2.3 欠壓保護點UVLO
SiC MOSFET具有高功率密度的特性， 一般會使用較高的驅動電壓以使得MOSFET完全開通，從而得到最小的導通電阻，最低的導通損耗和最大的電流輸送能力。驅動芯片的欠壓保護點UVLO決定了開關管可以正常工作時最小的驅動電壓3。如上述2.2.1小節所屬，為了防止SiC MOSFET的誤開通，SiC MOSFET驅動一般會使用負電壓供電。此時需要注意，對于大部分無單獨COM腳的驅動芯片來說，芯片的UVLO通常參考的是芯片VEE/VSS 腳。
以SiC MOSFET C3M0016120K4為例，其導通閾值典型值為Vth=2.5V，以系統設置負壓驅動為-5V為例。如果使用8V UVLO的驅動芯片，實際SiC MOSFET可以工作的Vgsmin為8V-5V=3V，僅略高于芯片的導通閾值，此時SiC MOSFET的導通阻抗由完全開通是的16m?上升至?級。可以看出SiC MOSFET驅動電壓不足時，導通阻抗會迅速提高，可能造成系統短時間內迅速過熱，對MOSFET長期可靠性和系統安全都有極為不利的影響。因而一般建議選擇欠壓保護點UVLO為12V的芯片，如TI的UCC21530-Q15 或UCC5350-Q1, 從而對SiC MOSFET驅動供電進行及時保護，減小此類風險。
3. SiC MOSFET驅動供電方案
3.1 自舉供電電路
如前文所述，SiC MOSFET驅動芯片一般需要足夠的正向驅動電壓，以保證MOSFET完全開通，同時也需要負壓進行有效關斷，防止串擾。如果使用傳統的自舉通電的方式，由于自舉供電電壓建立需要時間，可能會存在前幾個周期開通關斷電壓不足6。
3.2 基于雙路低邊驅動芯片的隔離供電方案
為了避免此類問題，可采用隔離供電的方式給SiC MOSFET驅動供電， 常見的方式有全橋諧振電路等。業界主流方式為用雙路低邊驅動如TI 的UCC27524-Q17 的兩路輸出直接驅動變壓器實現隔離供電，如下圖12所示。
Figure 12. 使用雙路低邊驅動構建隔離供電電路
然而，使用雙路低邊驅動芯片如UCC27524-Q1驅動脈沖變壓器，搭建隔離供電電路有以下幾點局限性：
● 首先，這種方式需要MCU或DSP提供驅動的輸入信號，而輔源供電部分與主控芯片信號電路部分通常距離較遠，走線較長。輸入走線上寄生的電感和電阻容易在芯片輸入管腳耦合噪聲，超過芯片輸入規格要求，需要增加額外的輸入側防護。
● 另外，不同于驅動MOSFET結電容的容性負載，驅動芯片驅動變壓器等感性負載時，輸出承受負壓和反向電流的能力有限，因而常常需要在驅動輸出測進行有效保護。
需要注意的是，UCC27524-Q1等芯片的輸出負向耐壓一般為二極管壓降0.3V。這時如果選擇普通PN二極管，其較大的正向導通壓降(~0.7V) 常常使其不能在超出負向耐壓限值時及時起到保護作用。通常建議選擇正向導通壓降更小的肖特基二極管進行負電壓的有效鉗位, 如BAT54S8.
針對這一應用場景和典型電路，TI推出了新一代產品UCC27624-Q19，提升了輸入側負壓耐受能力至-10V，輸出負壓耐受能力提升為-2V，與輸出反向脈沖電流承受能力。使用UCC27624-Q1后，可以不需上圖中紅框標出的鉗位保護電路，大大減小系統成本和板面積。關于此方案更加詳細的描述可以參考此篇E2E文章10。
3.3 基于開環LLC 拓撲UCC25800-Q1的隔離供電方案
盡管UCC27624-Q1芯片的魯棒性和管腳電應力承受能力更強，但是此方案仍然有其應用的局限性。因為變壓器漏感上產生的壓降會影響驅動電壓，占空比和系統EMI表現，對系統應用不利。工程師一般為了減小漏感，對變壓器會采用三明治繞法。這種繞制方式會增加變壓器的層間電容，對SiC MOSFET高電壓和高dVdT應用工況下更加嚴苛的CMTI要求不利。針對上述應用的局限性，TI推出了LLC控制芯片UCC25800-Q111作為驅動變壓器隔離供電方案。
LLC拓撲中，變壓器漏感可以作為電路的一部分參與諧振，因而不需要刻意優化。這時變壓器可以使用分立式繞法12。這種繞制方法的分布電容可以做到低于2pF，漏感參與LLC電路諧振，便于系統EMI整體性能的優化，且CMTI可以做到高于150V/ns。
Figure 13. 分立式變壓器繞法
另外，UCC25800-Q1設計時不需要額外來自MCU/DSP的輸入信號，因此不受主控芯片布板位置的影響。直接通過調節外部電阻即可調整開關頻率，外圍設計簡單。同時，其輸出級專為驅動變壓器類感性負載設計，天然承受負壓與反向電流的能力更強。在LLC電路變壓器副邊側，僅需使用兩顆二極管，相比于基于雙路驅動的方案節省了兩顆二極管的成本13。
Figure 14. 基于UCC25800-Q1的驅動供電方案
參考文獻
1. SiC Gate Drivers Fundamentals e-book (SLYY169)
2. UCC5350-Q1 datasheet (SLUSE29D)
3. Why is high UVLO important for safe IGBT and SiC MOSFET power switch operation (SLUA944)
4. C3M0016120K datasheet
5. UCC21530-Q1 datasheet (SLUSDG3D)
6. https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/930831/faq-ucc21520-what-do-i-need-to-know-about-power-up-delay-when-designing-a-driver-bootstrap-supply
7. UCC27524-Q1 datasheet (SLVSCC1B)
8. BAT54S datasheet
9. UCC27624-Q1 datasheet (SLUSES4B)
10. https://e2echina.ti.com/blogs_/b/power_house/posts/53437
11. UCC25800-Q1 datasheet (SLUSDX3B)
12. Isolated bias supply solutions for isolated gate drivers (SLYP832)
13. Bias Supply Design for Isolated Gate Driver Using UCC25800-Q1 Open-Loop LLC Transformer Driver (SLUAAB9A)
來源：TI
作者：Scarlett Cao
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