- 測(cè)量器件飽和功率和增益的方法
- 確定所有參數(shù)以便DUT的電流消耗不會(huì)偏離靜態(tài)電流
- 必須校準(zhǔn)頻譜分析器的輸入輸出路徑
RF晶體管和RF集成電路上的功率測(cè)量的復(fù)雜性日益增大。在高功率設(shè)備性能測(cè)量中，最重要的是測(cè)量飽和功率，由于很難用CW技術(shù)來評(píng)估參數(shù)，它通常在脈沖狀態(tài)下測(cè)試。本文介紹的方法消除了用于測(cè)量的經(jīng)典方法中的某些重大缺點(diǎn)。該方法無需外部個(gè)人電腦，只使用了Rohde&Schwarz公司的一些SMIQ信號(hào)發(fā)生器，并利用了如同高動(dòng)態(tài)范圍峰值計(jì)量器一樣工作的FSP信號(hào)分析儀的一些鮮為人知的性能。
通過使用線跡算術(shù)運(yùn)算(trace math)和標(biāo)記，可以在一直到設(shè)備飽和功率級(jí)的任何一個(gè)壓縮級(jí)直接讀取增益和功率。對(duì)一個(gè)來自Freescale半導(dǎo)體為UMTS頻段(模式 MW4IC2230MB)而設(shè)計(jì)的高增益LDMOS電源RF集成電路進(jìn)行測(cè)量顯示了該方法的優(yōu)點(diǎn)。
飽和功率是一個(gè)重要的設(shè)備或放大器特性，因?yàn)閿?shù)字預(yù)矯正系統(tǒng)常常被用來線性化多載波蜂窩基站功率放大器。飽和功率通常看成是前置補(bǔ)償功率放大器可能的最大輸出功率。即使LDMOS設(shè)備比雙級(jí)晶體管更強(qiáng)健，要測(cè)量高CW功率級(jí)仍然困難。實(shí)際上，自熱式設(shè)備幾乎不可能產(chǎn)生準(zhǔn)確和可復(fù)驗(yàn)的測(cè)量。這樣的結(jié)果是，通常采用脈沖信號(hào)完成飽和功率的測(cè)量。典型地，使用具有脈沖輸入的信號(hào)產(chǎn)生器和具有兩個(gè)感應(yīng)器的峰值功率計(jì)量器。于是，設(shè)備的輸入功率會(huì)得到增加，部分輸出功率與輸入功率之比可在PC的幫助下得出。
然而，該方法的準(zhǔn)確度有限。雙通道峰值RF功率計(jì)量器要求兩個(gè)感應(yīng)器在給定的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)運(yùn)作以獲得更佳的準(zhǔn)確度。假如測(cè)試工作臺(tái)設(shè)計(jì)適當(dāng)，該條件很容易實(shí)現(xiàn)?？墒侨绻粶y(cè)器件(DUT)有高增益，比如象多級(jí)RF集成電路，就會(huì)出現(xiàn)另一個(gè)錯(cuò)誤源：感應(yīng)器不能在校準(zhǔn)(當(dāng)被測(cè)器件被穿透基準(zhǔn)取代)和測(cè)量期間，在同一動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)運(yùn)作。因而，在測(cè)量結(jié)果和工作臺(tái)被校準(zhǔn)的功率級(jí)別之間，存在相互依賴性。
測(cè)試臺(tái)(圖1)使用一個(gè)與SMIQ RF信號(hào)發(fā)生器“脈沖”輸入相連接的脈沖發(fā)生器。為了在功率掃描模式中使用SMIQ，功率掃描必須與信號(hào)分析器中的時(shí)基掃描同步。幸好，當(dāng)與二極管檢測(cè)器和類似XY模式濾波鏡的顯示器相關(guān)聯(lián)時(shí)，這一類信號(hào)發(fā)生器具有可以被用作純量網(wǎng)絡(luò)分析儀(SNA)的特性。在SMIQ的后部面板上，有幾個(gè)帶有功率掃描斜線以驅(qū)動(dòng)濾波鏡的X軸的BNC連接器，以及校準(zhǔn)顯示器X軸的標(biāo)記。既然這樣，“標(biāo)記”的輸出被當(dāng)作信號(hào)分析器的觸發(fā)信號(hào)來使用。
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SMIQ的“標(biāo)記”輸出與一根BNC電纜相連，連接到FSP的“外部觸發(fā)器”輸出。“標(biāo)記1”設(shè)置為“掃描開始”值，SMIQ的RF輸出與一個(gè)可變衰減器相連。這樣，DUT輸入上的功率等級(jí)可以在不改變信號(hào)產(chǎn)生器中掃描過程的“開始”和“停止”值的情況下被調(diào)整。
在測(cè)量之前，必須校準(zhǔn)頻譜分析器的輸入輸出路徑。通常，DUT被一個(gè)穿透基準(zhǔn)取代，并且信號(hào)發(fā)生器在CW模式下工作。功率計(jì)量器讀取貫穿穿透基準(zhǔn)的功率等級(jí)，而頻譜分析器在“零檔”模式讀取輸入或輸出耦合器的耦合路徑上的絕對(duì)功率。這樣就有可能確定通向頻譜分析器的輸入輸出路徑上的衰減。稱這些值為將來參數(shù)的“IN_OFFSET”和“OUT_OFFSET”。
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正如已經(jīng)提到的一樣，頻譜分析器在“零檔”模式下使用。不論是分辨率帶寬還是視頻帶寬，均設(shè)為10MHz，因?yàn)轭l譜分析器被用來測(cè)量峰值功率?；谕瑯拥睦碛桑瑱z測(cè)器必須在“最大峰值”模式下設(shè)置。選取25s的掃描時(shí)間以便獲得對(duì)屏幕的整體掃描。選擇外部觸發(fā)器的可選項(xiàng)。利用“觸發(fā)器偏差”特性將屏幕上的軌跡置于中心也是一種明智的選擇。-2s即是合適的。圖3顯示了詳細(xì)的配置序列。
這一段介紹的結(jié)果是基于對(duì)Freescale半導(dǎo)體為UMTS波段(MW4IC2230MB)設(shè)計(jì)的LDMOS電源RF集成電路的測(cè)量結(jié)果。它具有大約30dB的微信號(hào)增益和遠(yuǎn)大于+47dBm的飽和功率。由于它的高增益，它是有關(guān)該方法優(yōu)點(diǎn)的一個(gè)完美范例。
輸入變數(shù)衰減器最初被設(shè)置為它的最大值。DUT被連接，頻譜分析器被連接到輸出耦合器的耦合路徑。當(dāng)處于“清除/寫”模式時(shí)，輸入功率斜線在分析器屏幕上被描繪成一個(gè)不對(duì)稱的鋸齒形。然后，可變輸入衰減器被斷開，并且將開始出現(xiàn)DUT飽和的影響(斜線的頂部開始彎曲)。衰減不斷減小直到鋸齒形的頂端被切斷，確保達(dá)到飽和。
用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖4中。此刻，頻譜分析器連接到輸入，且輸入功率在第二條線跡(線跡2)獲取，并保持在“觀察”模式。圖5中的黑色線跡即得。當(dāng)在輸出再連接分析器之后，從第三條線跡(線跡3)獲得輸出功率，同樣也保持在“觀察”模式。通過設(shè)置“輸出偏差”值的參數(shù)等級(jí)偏差，該值在校準(zhǔn)階段被設(shè)為43.7dB，從“線跡3”可以直接讀取以dBm為單位的絕對(duì)輸出功率，圖5中的綠線即得。通過在鋸齒末端的平面區(qū)域安置標(biāo)記，可以讀取如圖5 中綠線所示的飽和功率。MW4IC2230MB顯示+47.23dBm的飽和功率。
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功能序列
用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖6中。線跡1設(shè)定為計(jì)算“線跡1”減去“線跡2”，后者包含了輸入功率。這樣，新獲取的輸出功率將提供一個(gè)以dB為單位的增益圖。“線跡位置”特征被用作獲得直接讀取以dB為單位的絕對(duì)增益的一個(gè)偏差。線跡偏差被設(shè)置為“輸出偏差”減去“輸入偏差”。這種情況下，“輸入偏差”在校準(zhǔn)階段被確定為30.7dB，結(jié)果得到偏差值為13dB。該值不能直接作為以dBm為單位的偏差值加入，因?yàn)?ldquo;線跡位置”清單只接受作為Y刻度百分比的輸入。旋轉(zhuǎn)鈕用來獲取與13dB偏差值相對(duì)應(yīng)的正確百分比。圖7中的藍(lán)線即為所得。
