現代通信系統經常用雙頻帶帶通濾波器來隔離同一網絡中的不同工作頻帶。這種濾波器的傳統設計尺寸都比較大，而且需要對兩個濾波器應用額外的組合網絡。但本文將要詳細討論的雙頻帶帶通濾波器設計方法可以做得非常小。它的結構相對比較簡單，由兩個不對稱分離式螺旋諧振器(ASSR)與一條微帶線級聯而成。由于ASSR固有的螺旋幾何特性，ASSR可以完全嵌入在微帶線中，因此最終設計的尺寸可以得到最大限度的縮小。本文還對這種創新設計作了進一步分析，并通過一對原型來驗證這種設計方法。兩個雙頻帶濾波器分別工作在1.16GHz和1.84GHz之間以及1.80GHz和2.45GHz之間。
業界對雙頻帶帶通濾波器的微型化設計付出了諸多努力。例如，交叉耦合型濾波器就是一種相對高效的解決方案。在這種設計方法中，一個帶雙諧振頻率響應特性的等長開口環諧振器被用作該濾波器的設計基礎。在一個實例中，交叉耦合型雙頻帶帶通濾波器是使用4個諧振器合成的，為了獲得合適的耦合系數，必須仔細調校這些諧振器的相對位置。遺憾的是，使用4個諧振器會導致插損性能降低，并且很難實現緊湊的尺寸(特別是橫截面尺寸)。
另外一種方法是將一個開環諧振器和一根并聯開路短截線用作緊湊型雙頻帶帶通濾波器的設計基礎。這里設計和制造的是三個優化了帶外抑制性能的雙頻帶濾波器。在這些原型中，第二個通帶可以通過調整特定并聯開路短截線的位置和長度進行控制。另外還有一種基于彎曲階梯阻抗諧振器(SIR)的微型平面雙頻帶帶通濾波器。這種濾波器的雙頻帶響應取決于SIR的主要幾何參數，而緊湊尺寸是通過整合U型SIR和最新耦合機制實現的。有種微型雙頻帶帶通濾波器也是使用短的和開路的四分之一波長SIR的組合式耦合結構實現的?？傊@些不同的雙頻帶濾波器設計方法都依賴于一個具有雙諧振模式的基本單元。
本文提供了創建緊湊、雙頻帶帶通濾波器的不同設計方法。在這種新方法中，濾波器由兩個通過微帶線連接起來的級聯式ASSR組成。這些ASSR是單平面雙螺旋諧振單元和對稱分離型螺旋諧振器的改進版本。由于其特殊的幾何特性，這種ASSR可以完全嵌入微帶饋線，進而直接形成具有緊湊橫截面尺寸的相應元件。一般來說，ASSR是一種通過電磁(EM)耦合方式工作的帶通單元。在當前設計中，第一個通帶取決于ASSR的固有通帶，而第二個通帶是由ASSR組成的等阻抗網絡和相連微帶線組合創建的。這樣，第二個通帶就可以獨立于第一個通帶進行調整，方法是將相連的微帶線長度作為可變參數。這個結論也將通過電路模型分析得到驗證。
在這種分析的基礎上，我們設計和制造了兩個不同的雙頻帶帶通濾波器來展示分析的有效性。根據我們所掌握的知識，由于具有特別緊湊的橫截面尺寸，這些雙頻帶帶通濾波器是至今為止所有文獻中報告的最窄的濾波器。
圖1 顯示了這種雙頻帶帶通濾波器中使用的ASSR版圖(a)以及推薦濾波器(b)。每個ASSR由兩個分開的、互相不對稱的矩形螺旋圖形組成。由于矩形螺旋的旋轉幾何特性，給定單元可以完全嵌入微帶線內，從而實現特別緊湊的橫截面尺寸。這樣，ASSR寬帶W1保持為4.6mm不變，相當于在Rogers公司的RT/duroid 5880印刷電路板(PCB)基板上制造的50Ω微帶線的寬度，這種基板的相對介電常數是2.2，厚度為1.5mm。這些材料數值還被用于仿真。由于電路制造公差(在W1=4.6mm時約為0.1mm)帶來的限制，用于尺寸W3和W4的值是受限的。對這些雙頻帶帶通濾波器設計來說，這里使用的是W3=0.6mm和W4=0.3mm時的值。在一個耦合型微帶線濾波器的常用模型中，這些值將通過電磁耦合支持有效帶通屬性。該預測將通過L1(帶通濾波器的主要調整參數)的參量分析方法得到驗證，結果如圖2所示。
圖1：版圖顯示了ASSR(a)和推薦的雙頻帶帶通濾波器(b)， 這種濾波器采用了一對ASSR以及與之相連的微帶傳輸線。
圖2：仿真結果展示了作為L1函數的S21隨L1而發生的變化。 在本例中，W3=0.6mm，W4=0.3mm，W2=0.1mm。
如圖2所示，ASSR所形成的通帶頻率會隨著L1的增加而向下移動。同時，隨著L1的增加，通帶的頻率選擇性會有所增強。因此，通過調整L1可以實現所需的通帶。設計雙頻帶帶通濾波器所需的ASSR和相關微波組件是一個很好的開始。
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本文推薦的雙頻帶帶通濾波器可以通過級聯兩個ASSR和長度用W5表示的微帶線來合成(圖1)。為清楚地表明這些ASSR的特定工作原理，圖3提供了相應的等效電路模型。相連的微帶線用電感L2表示，ASSR用電容C1和電感L1及互感Lm表示。從模型可以看出，一個通帶主要由ASSR決定，另一個通帶取決于電感L2和ASSR等效阻抗網絡的組合作用。
從這個電路模型可以很明顯看出，雙通帶中有一個通帶主要取決于ASSR的固有通帶，另一個通帶則由相連的微帶線和ASSR等效阻抗網絡的組合產生。顯然，通帶2可以通過L2獨立進行調整。另外，ASSR的幾何參數可以同時影響兩個通帶。為示范這種模型的有效性，我們使用曲線擬合方法實現了以三個不同原型為目標的抽取過程。圖3對全波仿真結果和電路仿真結果進行了比較。
圖3：基于ASSR的雙頻帶帶通濾波器的等效電路模型。
在感興趣的特定頻率范圍內，全波電磁仿真結果與電路級仿真結果在全部三種情況下都非常接近。兩種仿真器都非常清晰地展示了基于ASSR設計的雙頻帶現象，有助于驗證電路模型和推薦的雙頻帶帶通濾波器設計方法。增加L1值會使兩個通帶的頻率向下移動，并在很大程度上影響到所有元件(案例1和2)。另一方面，增加W5只會降低第二個通帶的中心頻率，并且對L2有很大影響。顯然，給出的比較結果再次驗證了從電路模型得出的指導方針?？傊恍鐻1和W5兩個幾何參數(圖1)，就足以高效地控制這種濾波器設計的雙頻帶操作過程。
根據上述分析可以知道，緊湊型雙頻帶帶通濾波器可以使用ASSR結合微帶傳輸線進行設計。優化過程只需調整兩個主要的幾何參數：L1和W5，因此在這些濾波器的調整和優化方面具有很大的靈活性。為了用實際硬件演示軟件分析的有效性，對表1中的案例1描述的原型進行了制造和測量。方便起見把它叫做原型A。另外，稱為原型B的第二個雙頻帶帶通濾波器也進行了制造和表征，以進一步驗證這種設計方法。第二個濾波器設計工作通帶處于從1710MHz至1880MHz的DCS1800頻段以及從2400MHz至2483MHz的工業-科學-醫療(ISM)頻段內。
圖4：圖中比較了三種原型雙頻帶帶通濾波器案例下的全波和電路仿真結果， 其中“fw”代表全波仿真，“cm”指電路模型仿真。
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兩種濾波器的調諧過程都非常高效，并且兩種原型都達到了目標通帶與性能水平。圖5顯示了兩種原型濾波器的照片，其中以毫米刻度的直尺作為濾波器大小的參考。兩種原型濾波器分別用安立(Anritsu)公司的ME7808A微波矢量網絡分析儀進行了表征，這款分析儀的模塊工作頻率可達110GHz。對原型濾波器的仿真和測量結果分別見圖5和圖6。
圖5：該照片顯示了所制造的原型濾波器A和B。
圖6：圖中顯示了濾波器原型A的仿真結果和測量結果。在本例中，L1=11.5mm，W5=0.3mm。
如圖6和圖7所示，在感興趣的特定頻段內，仿真和測量結果具有很好的一致性。結果中微小的差別源自制造誤差和/或電路元件達到要求值時的容差。與較低通帶相比，較高通帶的帶寬相對較窄，并且具有小得多的分數帶寬。對原型A來說，頻帶比約為1.58，雙通帶的3dB分數頻率帶寬約為3%和0.5%。雙通帶間的頻帶抑制值約為36dB。對原型B來說，測量結果表明雙通帶的中心頻率約為1.81GHz和2.44GHz，頻帶比約為1.34。對應的3dB分數頻率帶寬為12.7%和0.8%。原型B的雙通帶間頻帶抑制值約為17dB，這是兩個通帶之間的一個可接受的隔離值。這些結果顯示了這種創新設計方法以緊湊尺寸創建雙頻帶帶通濾波器的高效性，而且只需調整兩個主要的幾何參數就能完成調整。
總之，ASSR和標準微帶電路的這種使用方法允許制造出相當緊湊的、工作在微波頻率的雙頻帶帶通濾波器，并且具有良好的通帶響應性能，通帶間也具有足夠的隔離度。為這些濾波器開發的等效電路模型非常精確，仿真結果與所制造的原型濾波器的測量結果也非常接近。計算機仿真性能和對所制造濾波器的測量性能之間的任何偏差，都歸因于工藝變化以及達到計算機仿真中采用的高精度電路單元值的難度。盡管如此，隨著許多相互靠得很近的頻段必須共存的無線通信領域中應用數量的不斷增加，這種創新設計方法在創建要求雙通帶的微型化分立與集成電路(IC)濾波器方面表現出了極好的前景。
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