中心議題：
- 針對正負(fù)脈沖電源中對IGBT保護(hù)的要求
- 保護(hù)電路的控制電路
正負(fù)脈沖電源的解決方案：
- 雙重保護(hù)控制電路
摘 要：針對正負(fù)脈沖電源中對IGBT保護(hù)的要求，提出并分析了一種廉價(jià)而簡潔的、適用于各種保護(hù)電路的控制電路，給出了設(shè)計(jì)時(shí)需要注意的問題。該控制電路對于實(shí)際操作中可能遇到的過載、瞬時(shí)過流、短路等現(xiàn)象能進(jìn)行很好的監(jiān)測和控制。
在材料保護(hù)領(lǐng)域，等離子體表面處理、陽極氧化、微弧氧化、脈沖電鍍等新技術(shù)正在國內(nèi)興起。工業(yè)生產(chǎn)需要的特種電源以大功率正負(fù)脈沖電源為先進(jìn)的一種。電源的研制過程中，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)始終是功率開關(guān)器件的首選。他集MOSFET的輸入阻抗高、驅(qū)動(dòng)容易、開關(guān)速度快、無二次擊穿和GTR的通態(tài)壓降低、高壓大電流化容易等優(yōu)點(diǎn)于一體，是目前脈沖電源中的主要功率開關(guān)器件。IGBT的可靠工作是脈沖電源可靠工作的基礎(chǔ)，在對IGBT的保護(hù)中，過流保護(hù)是關(guān)鍵技術(shù)之一，脈沖電源能否穩(wěn)定、可靠地工作，很大程度上取決于過流檢測保護(hù)電路設(shè)計(jì)的優(yōu)劣。
1 典型控制方案
1．1 IGBT的失效機(jī)理
IGBT在短路和過流時(shí)，如不迅速加以保護(hù)就會(huì)導(dǎo)致器件失效，其主要原因有：超過熱極限、發(fā)生擎住效應(yīng)、器件過壓擊穿等。
(1)超過熱極限 器件短路時(shí)的功耗將導(dǎo)致器件芯片溫度迅速上升。若溫度超過250℃，由于芯片材料硅的本征化將會(huì)導(dǎo)致IGBT迅速熱擊穿而損壞。
(2)發(fā)生擎住效應(yīng) IGBT結(jié)構(gòu)上存在寄生晶閘管，在極大的短路電流下關(guān)斷IGBT時(shí)極易發(fā)生動(dòng)態(tài)擎住導(dǎo)致器件損壞。
(3)器件過壓擊穿 大電流下關(guān)斷IGBT時(shí)極大的dI/dt在回路電路中產(chǎn)生的關(guān)斷電壓尖峰有可能使IGBT因雪崩擊穿而損壞。
1．2 IGBT的特性曲線
圖1是IGBT短路時(shí)的輸出特性。他說明IGBT的短路電流Isc隨電源電壓VCC增加而增加，同時(shí)也隨柵極驅(qū)動(dòng)電壓VGE增加而增加，因此柵極驅(qū)動(dòng)電壓VGE的幅值不宜過大。
圖2是IGBT的允許短路時(shí)間tSC，短路電流Isc與柵極驅(qū)動(dòng)電壓的關(guān)系，由圖2可知，當(dāng)IGBT短路時(shí)，及時(shí)減小VGE可以使ISC減小和延長。
圖3是IGBT的飽和導(dǎo)通壓降VCES和集電極電流Ic的關(guān)系。該圖表明，VCES和Ic近似成線性關(guān)系，因此，可以通過檢測集電極電位來判斷IGBT是否過流。
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1．3 常用檢測電路
根據(jù)以上IGBT的3個(gè)特性曲線，利用通過檢測集電極飽和壓降來判斷IGBT是否過流這一原理，可以派生出很多檢測電路。其中較為常見的電路如圖4所示［1］。
此電路由一比較器實(shí)現(xiàn)。圖4中D為高反壓快速恢復(fù)二極管，電位器W用于調(diào)整V＋。當(dāng)管子正常導(dǎo)通不過流時(shí)，Vce＋Vd(Vd為二極管D的正向?qū)▔航?低于V＋，比較器輸出高電平；當(dāng)發(fā)生過流時(shí)，Ic急劇增加，使 Vce上升很多，有Vce＋Vd高于V＋，比較器輸出低電平，通過光耦產(chǎn)生過流保護(hù)信號(低電平有效)。
雖然通過檢測其集電極電壓來判斷IGBT工作電流是否過大的方法最直接，但在電路設(shè)計(jì)時(shí)遇到2個(gè)問題：
(1)IGBT通態(tài)時(shí)，Vce只有幾伏電壓，IGBT關(guān)斷時(shí)，Vce卻有幾百伏電壓，相差如此大的檢測信號怎樣協(xié)調(diào)統(tǒng)一。因檢測電路直接與控制電路相連，所以不希望有強(qiáng)電信號進(jìn)入，以免干擾和沖擊控制電路。
(2)由于IGBT管在快速大電流能斷狀態(tài)下工作，要求檢測電路輸入阻抗高，輸入電容小。鑒于以上兩點(diǎn)，選擇舍棄通過檢測集電極電壓來判斷IGBT工作電流是否過大的方法，而考慮在主回路上直接進(jìn)行檢測。
2 雙重保護(hù)控制電路
2．1 主電路原理圖
主電路為載波電路，如圖5所示。
圖5中I1，I2為采樣電流，V1，V2為采樣電壓。I1，V1分別為正向電流和正向電壓；I2，V2分別為反向電流和反向電壓。
2．2 控制系統(tǒng)原理圖控制電路如圖6所示。
圖6中LM358為反向放大器，LM324為比較器，PT為保護(hù)電路的控制信號(高電平有效)。這里，比較器選擇的依據(jù)是：由圖2中IGBT的驅(qū)動(dòng)?xùn)艍?VGE與Isc和允許過流時(shí)間tsc的關(guān)系知，當(dāng)VGE＝15 V時(shí)，該器件承受250 A的過流沖擊時(shí)間僅為5μs。如果在過流開始時(shí)，將柵壓降低到10 V，則承受過流的時(shí)間可延長到15μs，并且過流幅值也由原來的250 A下降到100 A。當(dāng)然，由于VGE的降低，將導(dǎo)致IGBT導(dǎo)通壓降升高，這將使管子的瞬時(shí)熱損耗急劇增大。為了防止熱損壞，這個(gè)時(shí)間應(yīng)足夠短，不允許因此而引起熱損壞。事實(shí)上，過流保護(hù)電路的整個(gè)響應(yīng)時(shí)間通常小于10μs。因此，選用廉價(jià)的LM324基本可以滿足設(shè)計(jì)要求，他的具體指標(biāo)如下：單電源供電，工作電壓 3～ 30 V，輸入失調(diào)電壓低于5 mV，輸入到輸出傳輸時(shí)延5μs，100 dB帶寬大于1 MHz。
2．3 實(shí)現(xiàn)功能
這里以反向采樣電流I2這一支路為例進(jìn)行說明。
采樣電流I2經(jīng)LM358反向放大后在1腳輸出，這里分別記LM358的管腳1，2，3，5，6的電壓為V1，V2，V3，V5，V6，從圖中顯然有V1＝V2＝V6。這里V3為瞬時(shí)過流保護(hù)控制點(diǎn)，V5為持續(xù)過流保護(hù)控制點(diǎn)。
當(dāng)V2＜V3時(shí)，即沒有過流信號出現(xiàn)，此時(shí)比較器1腳，7腳輸出高電平，D1，D2截止，控制電路不工作。
當(dāng)V3＜V2＜V5時(shí)，即有瞬時(shí)過流信號出現(xiàn)，比較器1腳輸出低電平，7腳仍是高電平，D1導(dǎo)通，D2截止，即只有第一級比較起作用，此時(shí)，Q1，Q5導(dǎo)通，LED發(fā)光，PT為高電平，啟動(dòng)保護(hù)電路。在這種情況下，主回路每瞬時(shí)過流一次，LED便亮一下，而后熄滅。也就是說，當(dāng)過流信號介于比較點(diǎn)V3和 V5之間時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)過流一次保護(hù)一次的功能。
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當(dāng)V2＞V5時(shí)，即有持續(xù)過流信號出現(xiàn)(如短路時(shí))，比較器 1，7腳為低電平，D1，D2導(dǎo)通，兩級比較都起作用，但起決定性作用的還是第2級比較。因?yàn)镼2，Q3組成可控硅式結(jié)構(gòu)，當(dāng)D2導(dǎo)通后，相當(dāng)于給“可控硅”一個(gè)觸發(fā)信號，Q3馬上導(dǎo)通，緊接著Q2也導(dǎo)通，則有LED發(fā)光，PT為高電平。此時(shí)，即便取樣電流I2恢復(fù)正常，D1，D2截止，但Q3與Q2仍是導(dǎo)通的，LED一直發(fā)光，PT一直處于高電平狀態(tài)。這也就是說，當(dāng)過流信號大于短路電流保護(hù)控制點(diǎn)V5時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)短路后長期保護(hù)的功能。
控制電路中D4的作用是：由于PT外接保護(hù)電路，電路中的導(dǎo)線上存在著分布電感，而分布電感上的電流又會(huì)反向加在Q2，Q3上，導(dǎo)致Q2，Q3的損壞，故在此加上一個(gè)二極管，緩解導(dǎo)線分布電感上電流對開關(guān)的沖擊。
當(dāng)檢測到瞬時(shí)過流信號時(shí)，可以通過延時(shí)關(guān)斷一個(gè)周期的驅(qū)動(dòng)信號，隨后恢復(fù)之，進(jìn)行保護(hù)；當(dāng)檢測到短路信號時(shí)，可以通過慢降柵壓技術(shù)［4］來關(guān)斷IGBT，從而進(jìn)行保護(hù)。對于正向取樣電流I1工作原理的分析與反向電流I2相同，在此不加贅述。
2．4 需要注意的問題
(1)電路中要求放大器LM358放大100～200倍，并且他存在失調(diào)電壓，通常是10 mV左右，而待放大的信號也是很微弱的，一般情況下有幾十個(gè)mV，但不能排除輸入信號低于10 mV的情況。當(dāng)這種情況發(fā)生時(shí)，可以在放大前先給輸入信號疊加一個(gè)10 mV左右的信號以抵消失調(diào)電壓的影響。如果實(shí)際應(yīng)用中需要穩(wěn)定性更好、精度更高、放大倍數(shù)更大的放大器，則可將LM358換成有正負(fù)電源供電的 TL082。
(2)在實(shí)際應(yīng)用中，發(fā)現(xiàn)比較器LM324的響應(yīng)速度還是不理想的，對于頻率更高，功率更大的脈沖電源，建議使用 NJU7119(單電源CMOS比較器，工作電壓1．8～5．5 V，工作電流100 mA，輸出能驅(qū)動(dòng)TTL，CMOS和各種電壓電平，輸入失調(diào)電壓低于7 mV，傳輸延遲時(shí)間(tplh/tphl)為160/70 ns)或AD53519(雙超快電壓比較器，有很強(qiáng)的輸入保護(hù)，輸入到輸出傳輸時(shí)延300 ps，差分ECL兼容輸出，差分鎖存控制，3．0 dB帶寬大于2．5 GHz，輸出端上升/下降時(shí)間為150 ps)。
(3)Q1和Q3的基極和發(fā)射極間的電阻選取很重要，也就是R3和 R22的阻值是嚴(yán)格要求的，他們和比較點(diǎn)輸出電壓(如LM324的1腳和7腳)有密切聯(lián)系。因?yàn)楸容^器和三極管的供電電壓是一樣的，而電路要求比較器輸出的高電平VH與二極管管壓降之和一定要大于Q1和Q3的基極電壓VB，即：VH＋VD＞VB，所以可以根據(jù)實(shí)際需要來選擇R3和R22的大小。
3 實(shí)驗(yàn)與結(jié)論
在本所自行研制的30 kW微弧氧化用正負(fù)脈沖電源中，此控制電路起到了很好的監(jiān)測和控制作用，對于瞬時(shí)過流和短路情況的發(fā)生，都能給予及時(shí)的識別和相應(yīng)的保護(hù)。經(jīng)過長時(shí)間的運(yùn)行和現(xiàn)場工藝的特殊要求，本設(shè)備完全能夠應(yīng)付各種過流現(xiàn)象的產(chǎn)生，確保電源安全可靠工作。
本文介紹的避開檢測集電極電位來判斷IGBT是否過流的方法，改用直接檢測主回路分流器上電流來判斷和控制過流，實(shí)現(xiàn)電路簡單，成本低，可靠性高，動(dòng)態(tài)性能好，已用于脈沖電源的控制單元。
