【導讀】介紹了一種用于5G毫米波通信的高選擇性基片集成波導（SIW）雙頻濾波器。采用金屬通孔微擾SIW雙層圓腔的方法設計了雙頻帶通濾波器，分別使用TM10主模式和TM11高階模式實現雙頻。利用金屬通孔擾動TM21模式引入傳輸零點，使阻帶之間具有高選擇性，濾波性能更加良好。通過調節電耦合窗的半徑，可以得到理想的通帶插入損耗和通帶帶寬。同時，利用金屬通孔間距的擾動來調節低通帶的中心頻率，而高通帶的中心頻率基本保持不變。低頻段中心頻率為28.4 GHz，相對帶寬為6.7%，插入損耗為1.3 dB，高頻段中心頻率為39.1 GHz，相對帶寬為8.2%，插入損耗為1.5 dB，兩個通道的回波損耗均優于20 dB。
引言
現代無線通信系統需要緊湊、高性能的帶通濾波無源器件?；刹▽В⊿IW）具有Q值高、成本低、重量輕和體積小等優點，易于與平面微波電路集成，因此SIW經常被用來設計高性能的濾波無源器件。由于雙頻濾波無源器件可以更好地滿足雙頻無線通信系統甚至多頻無線通信系統的需求，目前對雙頻濾波器的一些相關研究有：提出使用金屬化通孔擾動的方法設計雙頻濾波器，通過調整金屬通孔來實現通帶控制，但是其他性能指標在調節通帶的過程中會受到影響。提出采用歸一化頻域到實際頻域的頻率變換來解析計算耦合系數和外部質量因子的方法設計雙頻濾波器，具有良好的帶外選擇性，但尺寸較大。提出采用雙模技術來實現雙頻濾波器，但這種濾波器的頻率比較小，不適合大頻率比的5G毫米波的應用場景。提出用間隙擾動的形式引入傳輸零點，但這會造成一些能量損失。
為了滿足小體積、高性能的濾波器需求，本文提出了一種使用TM10主模式和TM11高階模式的兩種模式來實現雙頻帶的方法。首先通過改變輸出端口的相位，以便在低通帶的下阻帶和上阻帶上分別引入傳輸零點，不僅提高了濾波器帶外抑制能力，而且提高了兩個通帶之間的隔離度。然后利用金屬通孔干擾諧振器中的TM21電場分布，在高通帶的下阻帶中引入傳輸零點以實現更高的選擇性。低通帶的中心頻率可以通過金屬通孔間距的擾動來調節，而高通帶的中心頻率基本不變。該雙頻濾波器具有結構緊湊、高帶外抑制、高選擇性等優點，測試結果與仿真結果基本吻合。
1 雙頻濾波器設計和分析
1.1 雙頻濾波器設計
設計濾波器的第一步是確定符合規范的低通原型，并確定合適的耦合矩陣，本文采用的耦合矩陣如式（1），并提出了一種雙層垂直集成的雙頻濾波器。
本文雙頻濾波器的模型如圖1（a）所示。濾波器在金屬通孔支撐的Rogers RT/Duroid 5880板（εr=2.2，tanδ=0.0009）上實現，厚度H為0.254 mm。為了減少電路尺寸，濾波器采用了雙層介質板垂直集成的方法。在不影響品質因數的前提下，介質板H的厚度應盡可能小。此設計共有三層金屬層，底層是輸入端口Port Ⅰ，頂層是輸出端口Port Ⅱ，耦合層在兩層介質板之間。Slot Ⅰ是電耦合窗口。
圖1（b）為雙頻濾波器的結構尺寸圖，利用An?softHFSS電磁仿真軟件優化該濾波器，最終優化的濾波器結構尺寸為（單位mm）：W=7.50，L=12.35，W50=0.78，L50=4.46，S=0.20，P=4.50，Slot_R=0.78，R=3.21。
圖1（c）為雙頻濾波器的模式拓撲結構圖，其中S代表信號源，L代表負載，①和②分別代表主模TM10和高階模式TM11。由圖可見，TM10主模式和TM11高階模式可以同時激勵。主模和高階模式從底層圓形諧振腔（CavityⅠ）經過電耦合窗到上層諧振腔（Cavity Ⅱ）。諧振腔分別在低頻段的TM10 模式和高頻段的TM11模式下工作。中心的微帶饋線允許兩種模式同時被激發，而金屬通孔干擾TM21能夠改善高通帶的陡降。
圖1 (a) 模型結構圖；(b) 結構尺寸圖；(c) 模式拓撲圖
1.2 雙頻濾波器分析
圓形SIW諧振腔的TMmn模式的諧振頻率公式為：
其中fc為諧振頻率，μmn為貝塞爾函數的根，c為光速，εr為相對介電常數，μr為相對磁導率，r為諧振腔半徑。
圖2為圓形SIW諧振腔主模TM10與高階模式TM11的電場分布，由圖可見，TM10和TM11模式的最大電場是在不同的位置產生的。通過適當地設計蝕刻在中間金屬層上的耦合孔，可以同時激勵出理想的TM10和TM11模式的耦合，所以本文采用了圓形電耦合窗設計。
圖2 圓形SIW諧振腔電場分布：(a) TM10模式；(b) TM11模式
圖3（a）中的Filter Ⅰ是濾波器設計的原形，采用雙層介質板的垂直集成結構，中間的銅層采用圓形的電耦合窗將兩種TM模式從下層介質板耦合到上層介質板。輸入輸出口采用異面異向的結構設計。仿真結果兩個頻段通帶內的插入損耗分別為0.5 dB 和0.6 dB，反射系數在-20dB以下，但兩個通帶之間出現裙邊效應，并且只有高頻通帶下阻帶一個傳輸零點Tz 1?1。
Filter Ⅱ是在Filter Ⅰ的基礎上，將輸出端口旋轉180°，即將輸出口設置成與輸入口同向不同面的結構，如圖3（b）所示。仿真結果與Filter I相比，在保持通帶內效果的同時大大提高了低通帶的帶外抑制，這是因為輸出端口在旋轉180°之后，輸入端口與輸出端口的相位差也隨即改變了180°，將原右側的傳輸零點Tz 1?1翻轉到左側成為為Tz 2?1。同時去除了裙邊效應，并且在兩個通帶內引入傳輸零點Tz 2?2，提高了兩通帶之間的隔離度，但是高通帶的下阻帶也出現了裙邊效應。
圖4為高階模式TM21在S參數中的位置，在圖中可以看出高階模式TM21大約在55 GHz附近，并且TM11模式與TM21模式所產生的通帶之間有裙邊效應。
圖3 兩種濾波器的結構圖和S參數：(a) Filter I; (b) Filter II
圖4 Filter II的S參數及TM21在S參數中的位置
在Filter Ⅱ的基礎上增加兩個微擾金屬通孔就構成Filter Ⅲ，圖5為添加金屬通孔微擾之后TM11模式與TM21模式的電場圖，Filter Ⅲ中金屬通孔微擾的位置需根據電場分布來選?。阂皇遣桓蓴_TM11模，二是選取TM21模電場場強最高的地方，以對TM21模式進行抑制來實現傳輸零點的引入。所以微擾金屬通孔選取圖5中的位置，可以明顯看出金屬通孔對TM11模式幾乎無影響，但對TM21模式已經實現抑制。
圖6為FilterⅢ的結構圖及S參數仿真結果，Filter Ⅲ中的兩個微擾金屬通孔貫穿了上下兩層介質基板。通過圖6的仿真結果可以看出，TM21模與TM11模耦合形成的裙邊效應得到了抑制，并且引入了傳輸零點Tz 3?3。
圖5 添加金屬通孔微擾的電場圖: (a) TM11; (b) TM21
圖6 Filter III的結構圖及S參數仿真結果
電耦合窗半徑會對帶寬產生影響，如圖7（a）所示，電耦合窗半徑Slot_R越大Filter Ⅲ兩個通帶的帶寬則越大，也會影響極點個數，在Slot_R=0.78mm 時仿真效果最優，反射系數均在-20 dB以下。微擾金屬通孔間距對Filter Ⅲ 的影響如圖7（b）所示，當微擾金屬通孔距離變化時，會在不改變高通帶性能的前提下實現低頻通帶的可控，而低頻通帶會隨著微擾通孔間距變大往低頻移動。
2 雙頻濾波器的測試結果
為了驗證設計方法的正確性，選擇Filter Ⅲ 進行加工制作，在雙層PCB 工藝的基礎上，制作了尺寸為7.5 mm × 12.35 mm × 0.51 mm 的濾波器，并使用AgilentE8361C 矢量網絡分析儀測試了濾波器的S 參數。圖8 為濾波器Filter Ⅲ的仿真和測試結果。低通帶和高通帶實測的中心頻率（CF）分別為28.4GHz 與39.1GHz，相對帶寬（FBW）分別為6.7% 與8.2%，測得的最小通帶插入損耗為1.3 dB 和1.5dB，通帶中的回波損耗優于20 dB 和25 dB。另外，三個傳輸零點分別位于22.7、33.2 和54.3 GHz。由于引入了傳輸零點，兩個通帶之間的隔離度優于40 dB，這表明該濾波器可以更好地抑制通帶間干擾，具有良好的頻率選擇性和帶外抑制。由于加工誤差和測試接頭的插入損耗，測試結果與仿真結果之間存在一定偏差，兩個通帶內的插入損耗仿真結果分別為0.5 dB 和0.6 dB，而插入損耗的實測結果分別為1.3 dB 和1.5 dB；在反射系數中，仿真結果與實測結果在兩個通帶內均小于20 dB。
圖7 不同參數對Filter III S 參數的影響:（a）耦合窗半徑;（b）微擾金屬通孔間距
圖8 Filter III S參數的仿真結果與實測結果
表1 是本文雙頻濾波器與其他文獻雙頻濾波器的性能比較。由表可見，本文雙頻濾波器在相對帶寬、傳輸零點和小型化方面具有一定優勢。
表1 本文與其他文獻雙通帶SIW 濾波器的性能比較
3 結論
設計了一種基于基片集成波導雙層垂直集成的高選擇性雙帶通濾波器。采用雙層垂直集成結構使得濾波器在相同性能條件下的體積更小。雙層雙頻基片集成波導濾波器工作在28.4 GHz 和39.1 GHz，相對帶寬分別為6.7%和8.2%，插入損耗小于1.5dB，并有三個傳輸零點，具有結構緊湊、選擇性高、帶外抑制度高的特點。該濾波器可用于5G毫米波雙頻帶無線通信系統。
本文內容轉載自《固體電子學研究與進展》2021年6月，版權歸《固體電子學研究與進展》編輯部所有。本文內容不含參考文獻，如有需要請參考原論文。
趙輝，劉太君，慕容灝鼎，劉慶，周挺，代法亮，寧波大學信息科學與工程學院，深圳市檢驗檢疫科學研究院
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