【導讀】對于二階系數(shù)，我們將設(shè)置電容C2處于其高頻狀態(tài)（以短路代替它），同時我們將確定驅(qū)動電感L1的阻抗。圖17說明了這種方法。因為輸出因C2短路，節(jié)點a和c都處于相同的0V電勢。電路簡化為右側(cè)示意圖。
06 二階系數(shù)
對于二階系數(shù)，我們將設(shè)置電容C2處于其高頻狀態(tài)（以短路代替它），同時我們將確定驅(qū)動電感L1的阻抗。
圖17說明了這種方法。因為輸出因C2短路，節(jié)點a和c都處于相同的0V電勢。電路簡化為右側(cè)示意圖。
圖17：二階系數(shù)設(shè)置儲能元件之一處于其高頻狀態(tài)（C2），同時您可確定電感兩端的電阻。
我們可寫出描述VT電壓的第一個方程。觀察到a) IT和IC是相同的，b) VT = –V(c)，我們有
（34）因式分解VT/IT，L1兩端的阻抗為
（35）二階時間常數(shù)定義為
（36）如果我們認為Vout = MVin，b2系數(shù)表示為
（37）合并我們確定的時間常數(shù)，得出分母D(s)
（38）如果我們考慮一個低Q值的近似值，這二階分母可以近似由兩級聯(lián)極點定義為
（39）
（40）和合并為
（41）07 零點的確定
如上文所述，當激勵源調(diào)至零角頻率sz,，變形電路的響應(yīng)為無信號輸出（見圖1）。該運用現(xiàn)將包括將激勵源復(fù)原和確定無信號輸出的變形電路的條件。圖18所示為我們需要研究的更新電路。無信號輸出的有趣之處在于其傳播至其它節(jié)點。
例如，如果Vout = 0V，然后由于變壓器高邊連接，節(jié)點a也處于0 V，所有涉及該節(jié)點的表達式可以簡化為如圖所示。如果輸出無信號，則電流I1也為零，這意味著Ic=I3。
圖18：在s=sz的特定條件下，觀察變形的電路，無信號響應(yīng)。
節(jié)點c的電壓定義為
（42）因此，電流Ic等于節(jié)點c的電壓除以L1的阻抗。
（43）而電流等于
（44）現(xiàn)將（43）代入（44），然后視Ic=I3：
（45）求解s，將系數(shù)k的值換為它們在圖13中的值，重新整理，您會發(fā)現(xiàn)
（46）這是個正的根源，因此為右半平面零點。通過收集所有的部分，發(fā)現(xiàn)極點和零點實際上是一個DCM buck-boost轉(zhuǎn)換器的極點和零點而得出完整的傳遞函數(shù)：
（47）及
（48）
（49）
（50）和
（51）最后的檢查，我們可比較Mathcad®和圖11大信號模型的SPICE仿真的動態(tài)響應(yīng)。如圖19所示，曲線完美重合。
圖19：Mathcad®和SPICE提供完全相同的響應(yīng)（曲線完美疊加）。
另一個驗證是由采用不同的平均模型(架構(gòu)如[11])仿真相同的SEPIC結(jié)構(gòu)構(gòu)建。這也是一個自動切換的CCM-DCM模型，但走線方式稍有不同。圖20所示為兩種平均模型采用一個類似的SEPIC架構(gòu)。
圖20：CoPEC平均模型包括單獨的開關(guān)和二極管連接。
圖21證實了兩個交流響應(yīng)在相位和幅值上完全相同。
圖21：DCM PWM開關(guān)和CoPEC DCM模型提供相同的動態(tài)響應(yīng)。
08 總結(jié)
快速分析技術(shù)為推導線性電路傳遞函數(shù)提供了一種快速而高效的方法。在無源電路中，觀察是可能的，而且是經(jīng)常的，無需寫一行代數(shù)就能得到傳遞函數(shù)。隨著電路變得復(fù)雜和包括激勵源，您不得不采用經(jīng)典的KCL和KVL分析。但當您確定分子和分母中個別的多項式因子時，很容易跟蹤錯誤和只關(guān)注錯誤項，如果有的話。在復(fù)雜的電路中，小草圖和SPICE的幫助是極有用的。
最后，最終結(jié)果以一種有意義的格式表示，并可直接識別出極點和零點位于何處。這是非常重要的，因為您必須知道問題隱藏在傳遞函數(shù)的何處。作為一個設(shè)計人員，您必須平衡它們，這樣自然的產(chǎn)生傳播或組件的變化不會危及您的系統(tǒng)在運行中的穩(wěn)定性。
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