【導讀】48 V配電在數據中心和通信應用中很常見，有許多不同的解決方案可將48 V降壓至中間電壓軌。最簡單的方法可能是降壓拓撲，它可以提供高性能，但功率密度往往不足。使用耦合電感升級多相降壓轉換器可以大幅提高功率密度，這種方案與先進的替代方案不相上下，同時保持了巨大的性能優勢。多相耦合電感的繞組之間反向耦合，因而各相電流中的電流紋波可以相互抵消。這種優勢可以用來換取效率的改善，
48 V配電在數據中心和通信應用中很常見，有許多不同的解決方案可將48 V降壓至中間電壓軌。最簡單的方法可能是降壓拓撲，它可以提供高性能，但功率密度往往不足。使用耦合電感升級多相降壓轉換器可以大幅提高功率密度，這種方案與先進的替代方案不相上下，同時保持了巨大的性能優勢。多相耦合電感的繞組之間反向耦合，因而各相電流中的電流紋波可以相互抵消。這種優勢可以用來換取效率的改善，或者尺寸的減小和功率密度的提高等。本文介紹了一個示例，其磁元件的體積和重量只有原來的1/4，使得1.2 kW解決方案符合1/8磚的行業標準尺寸，并且峰值效率高于98%。本文還重點討論了如何根據耦合電感的品質因數(FOM)優化48 V拓撲。
48 V配電軌通常會降壓至某個中間電壓，往往是12 V或更低，然后不同的本地負載點穩壓器直接向不同負載提供各種不同的電壓。對于48 V至12 V降壓調節器，首選之一是多相降壓轉換器（圖1）。這種解決方案提供穩壓VO和快速瞬態性能，很容易實現且成本較低。對于幾百瓦到>1 kW的功率范圍，可以考慮四相并聯。然而，高效率通常是一個優先考慮因素，與12 V甚至5 V輸入的較低電壓應用相比，48 V轉換器為了保持低開關損耗，開關頻率通常相對較低。這會在"伏特×秒"方面對磁元件造成雙重損害，因為已經很明顯的電壓也會作用相對較長的時間。因此，與較低電壓應用相比，48 V的磁元件通常體積較大，并使用多匝繞組來承受顯著提高的"伏特×秒"。48 V降壓轉換器仍然可以實現高效率，但整體尺寸通常相當大，其中電感占據了大部分體積。
基本48 V至12 V ~1 kW降壓轉換器具有四相，使用6.8 μH分立電感，開關頻率為200kHz。這四個電感是目前最大和最高的元件，占解決方案體積的大部分。本文的目標是保持或提高此初始設計所實現的高效率，但顯著減小磁元件的尺寸。
常規降壓轉換器各相的電流紋波可由公式1求出，其中占空比為 D = VO/VIN, VO 為輸出電壓，VIN 為輸入電壓，L為電感值，Fs 為開關頻率。
圖1. 使用分立電感的四相降壓轉換器。
用漏感為Lk且互感為Lm的耦合電感代替分立電感(DL)，CL（耦合電感）中的電流紋波可表示為公式2。FOM表示為公式3，其中 Nph為耦合相數，ρ為耦合系數（公式4），j為運行指數，僅定義占空比的適用區間（公式5）。
改進的第一步是針對耦合系數Lm/Lk 的幾個實際合理值繪制 Nph = 4 的FOM曲線（圖2）。紅色曲線 Lm/Lk = 0 表示分立電感的FOM = 1基線。已經證明，漏感非常低的陷波CL (NCL)結構一般能實現非常高的 Lm/Lk ，因此FOM值也很高。然而，雖然在理想情況下目標 占空比正好位于第一陷波D = 12 V/48 V=0.25，但有必要考慮 VIN 和 VO的某個范圍。有時候，標稱 VIN 可以是48 V或54 V加上一些容差， VO 可以調整為遠離12 V，等等。如果占空比在D = 0.25附近的某個范圍內變化，為使電流紋波始終受到抑制，應選擇具有相當大漏感的典型CL設計，而不是NCL，但FOM值仍然相當大。假設 Lm/Lk > 4，與DL基線相比，減小CL中的電感值可能使圖2中的FOM提高約6倍。減少能量存儲會直接影響所需的磁元件體積。因此，將DL = 6.8 μH降低為CL = 1.1 μH應有利于減小尺寸。
圖2. 針對一些不同 Lm/Lk 值，4相CL的FOM與占空比D的函數關系。突出顯示 了目標區域.
圖3. DL = 6.8 μH和 CL = 4 × 1.1 μH for （VIN = 48 V 且 Fs = 200 kHz）時的電流紋波與 VO的函數關系。突出顯示了目標區域。
圖3顯示了相應的電流紋波，比較了VIN = 48 V 和 Fs = 200 kHz 條件下的基線設計DL = 6.8 μH與建議的4相CL = 4 × 1.1 μH (Lm = 4.9 μH) )。在目標區域中，CL的電流紋波與DL的電流紋波相似或更小。這意味著所有電路波形的均方根相似，傳導損耗也相似。相同Fs時的相同紋波還意味著開關損耗、柵極驅動損耗等也相同，因此這兩種解決方案的效率應該非常相似（假設DL和CL電感損耗的貢獻相似，這是唯一的區別）。
圖4. 四個DL = 6.8 μH電感（上方）被替換為CL = 4 × 1.1 μH（下方），體積減小到原來的1/4。
圖5. 48 V至12 V調節第一級。元件放置在PCB正面的1/4磚輪廓內。將所有~1 mm 元件移至底部：1/8磚。
圖4顯示了設計的CL = 4 × 1.1 μH，其取代了四個DL = 6.8 μH電感。5 每個DL的尺寸為28 mm × 28 mm × 16 mm，假設它們彼此間隔0.5 mm，那么尺寸為56.5 mm × 18 mm × 12.6 mm的4相CL可使磁元件體積減小到原來的1/4。圖5顯示了完整的1.2 kW 48 V至12 V調節解決方案，PCB單面上的元件位于1/4磚輪廓內。CL尺寸和封裝經過專門設計，兩個CL元件可以安放在行業標準四分之一磚尺寸內。將所有~1 mm元件（FET、控制器IC、陶瓷電容等）放置在PCB底部，從而實現1/8磚尺寸的1.2 kW解決方案。
當DL = 6.8 μH電感變為CL = 4 × 1.1 μH時，電感中的電流擺率限制也改善了6倍，這有助于改善瞬態性能。除此之外，盡管磁元件總體積減少到原來的1/4，但100°C時的電感飽和額定值提高了約2倍。
圖6顯示了建議的 VIN = 48 V 解決方案（輸出 VO = 12 V ）的瞬態性能。正如所料，對于變化的負載電流，反饋將輸出電壓調節至預設值，同時補償輸入電壓的任何變化。
圖6. 75 A負載階躍下 VO = 12 V 輸出(CL = 4× 1.1 μH)時的瞬態性能。
所實現的效率如圖7所示，它可能是首要的性能參數。它與先進的行業解決方案進行了比較：48 V至12 V（固定4:1降壓）LLC，初級側和次級側均有矩陣變壓器和GaN FET。10 所實現的滿載效率為97.6%，而基準效率為96.3%。這意味著在全功率下損耗減少16.6 W，建議的解決方案實現了1.6倍的改進。當效率已經如此之高時，損耗要降低如此大的幅度通常很難實現。
尺寸和效率之間的權衡當然是可能的。圖8比較了CL = 4 × 1.1 μH（磁元件尺寸減小到DL的1/4）和更大的CL = 4 × 3 μH（電感體積僅減小到DL的1/2）的效率。物理尺寸較大的CL = 4 × 3 μH具有較高的漏感 Lk = 3 μH 和較大的互感 Lm = 10 μH。這使得 Fs可以輕松降低至110 kHz，從而大幅提升整個負載范圍內的效率。
圖7. 與1/8磚尺寸的先進48 V至12 V解決方案的效率比較。
圖8. 使用耦合電感的建議48 V至12 V解決方案的效率與尺寸權衡。
利用耦合電感的優勢，48 V至12 V解決方案將磁元件總尺寸減小到基本分立電感的1/4，以行業標準的1/8磚尺寸實現了1.2 kW功率。在磁元件尺寸減小4倍的同時，它保持了出色的效率性能，瞬態電感電流擺率提高了6倍，電感Isat 額定值提高了2倍。
與同樣尺寸的業界先進48 V至12 V解決方案相比，它在全功率下的損耗降低了約1.6倍。如果磁元件尺寸的減小幅度可以不那么大，效率還能進一步提高。
同時，建議的解決方案提供出色的穩壓輸出，可直接放在客戶母板上，并利用標準硅FET進一步優化成本。與之相比，采用全GaN FET的非穩壓4:1 LLC是作為單獨模塊制造的，并使用具有多層、敏感布局和嵌入式矩陣變壓器的專用PCB。
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