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近年來，寬禁帶材料與微波功率器件發展非常迅猛。GaN材料作為第三代半導體的典型代表，具有很多優異的特性，如禁帶寬度寬、擊穿場強高、熱傳導率高和峰值電子漂移速度高，所以GaN材料可以很好地滿足高溫、高頻和高功率等工作要求。同時由于目前的電子整機系統要求功率放大器具有較寬的帶寬、較大的功率和較高的效率，而GaAs器件受自身功率密度的限制，在兼顧體積時不能保證較大功率的輸出，并且用GaAs器件制作的功率放大器效率較低。相比之下GaN器件在這方面的優點就變得非常突出，GaN器件制成的功率放大器效率高于GaAs，且GaN可以高電壓工作的特點將會使其成為未來工程應用的首選[1]。

 

與以多個晶體管并聯來實現的功率放大器相比，單胞的功率放大器具有更高的能效，同時這樣也可使得功率器件的輸入、輸出端口的阻抗與多胞器件相比更大，因此在設計和使用時，由輸入、輸出引線微小的變化、管殼以及其他寄生參數等帶來的對電路性能的影響就比較小，甚至可以忽略不計，這樣實際電路的性能與仿真的性能更為接近，可以保證電路的性能。同時本文采用了的方式，即在管殼內部引入匹配電路，通過較高進度的薄膜電路對功率芯片進行匹配，可進一步減小外界寄生參數對電路性能的影響，更加有利于電路的設計。

 

目前國內外對GaN HEMT功率放大器的研究有很多，其參數對比見表1，可以看出，與現有的GaN HEMT 功率放大器設計相比，本文設計的功率放大器在輸出功率較高的同時，也具有較高的能效，同時，應用的頻段也屬于S波段中比較高的頻段。

 

基于GaN HEMT的S波段的功率放大器設計

本文運用傳輸線理論，采用單胞的電路結構，用微波仿真軟件ADS對柵寬為9.6 mm GaN功率芯片進行阻抗匹配，實現了在3.8～4.2 GHz頻段的連續波輸入條件下，輸出功率大于30 W，相對帶寬25%，功率附加效率大于48%的GaN功率放大器。

 

1 功放的設計

 

1.1 器件的選擇

 

設計功率放大器時，選擇合適柵寬的功率芯片很重要，如果功率芯片的柵寬太小，則無法輸出所要求的功率；如果柵寬過大，又會造成效率的降低。本文的設計目標是在3.8~4.2 GHz的連續波輸入的條件下，達到30 W功率的輸出，附加效率大于48%。南京電子器件研究所自主研制的GaN功率芯片，在28 V漏極電壓S波段條件下具有4 W/mm的功率密度，按照此值進行計算，選取了9.6 mm柵寬的管芯。

 

1.2 匹配電路的實現

 

較為常見的匹配電路模型有L型、T型以及π型匹配網絡。L型匹配網絡由兩個不同性質的電抗元件構成，它是一個窄帶網絡，具有濾波功能，濾波性能取決于匹配網絡的Q值，為了實現更大的帶寬和阻抗變換，匹配網絡就需要更多的元件，這時T型和π型匹配網絡應用就更為常見，而這兩個匹配網絡都是在L型匹配網絡上的優化。當需要實現的帶寬繼續增加時，這就需要進行多節匹配，而這時采用的基礎匹配網絡就是L型網絡結構。

 

本文設計的功率放大器的相對帶寬為10%，已屬于寬帶范圍，因此電路匹配方式為T型、π型匹配網絡或者多節匹配方式。對于電路中的電感以及電容的參數選取，有兩種方式，一是通過計算的方式，二是根據阻抗-導納史密斯圓圖進行阻抗匹配。

 

計算方式本文以一個2節L型匹配網絡為例，如圖1所示。

 

阻抗變換是一步步執行的，從RS到R1，再到RL，當相鄰電阻比相等時，可以得到最優化帶寬：

 

由式(1)得出中間等效電阻R1的值，然后可以得出由此最優節點品質因數Q的值為：

 

再根據品質因數Q的計算式得到相應的C、L的值，見式(3)：

 

 

由此可以得到最優的2節L型阻抗匹配網絡的各個電抗元件的數值。

 

利用阻抗-導納史密斯圓圖進行阻抗匹配，如圖2所示。

 

 

本文選取了利用史密斯圓圖進行匹配的方式，對于匹配電路的設計過程，本文先進行輸出匹配電路的設計，然后再進行輸入匹配電路設計。

 

1.2.1 輸出匹配電路設計

 

實際功放設計中，為追求最大的器件功率輸出，放大器的輸出端一般采用最佳功率匹配電路。管芯的輸出阻抗通?？梢缘刃橐粋€電阻與一個電容的并聯形式，電阻的阻值與電容的容值都與柵寬有著直接的聯系，電阻與柵寬成反比，即，R×L=90 Ω·mm；而電容與柵寬成正比，即C/L=0.4 pF/mm。因此可以得出管芯的輸出阻抗為ZS=（9.375 Ω//3.84 pF）

 

然后利用ADS軟件中的Smith Chart Utility進行阻抗匹配，本文對輸出匹配采用了T型網絡匹配，匹配電路見圖3。

 

 

1.2.2 輸入匹配電路設計

 

輸入電路通常采用基于小信號下的最佳增益匹配以達到最優功率輸出。首先需要得到管芯的小信號輸入下的S參數模型，將輸出匹配電路中的管芯等效RC并聯電路用該S參數模型進行替換，同時對該電路進行仿真得到從管芯輸入端看過去的雙端口網絡的S11參數，得到相應的等效輸出阻抗，然后進行仿真，考慮帶寬的影響，本文采用了2節L型網絡匹配的設計，見圖4。

 

 

實際電路中不存在理想的電感電容元件，而且本文采用的是內匹配的方式，需要將各元件用相應的微帶線進行替換。同時各節微帶線連接采用金絲相連，在對微帶線匹配電路進行仿真時都要進行考慮，盡量減少額外的寄生參數的影響。

 

2 放大器的測試與數據分析

 

在功放測試中，采用柵極偏壓-2.5 V，漏極偏壓28 V，輸入信號為連續波的測試條件進行測試，經測試，將輸入功率為25 dBm，作為小信號輸入功率；將輸入功率設定為36 dBm，作為達到飽和輸出功率。

 

將實際小信號增益與仿真結果進行對比，如圖5所示。

 

 

經對比可以發現實際的測試結果與仿真的數據基本接近，鑒于存測試架、管殼的寄生參數等因素導致的衰減影響，可以認為樣品與仿真基本一致。

 

當輸入功率為36 dBm時，功放的飽和輸出功率和附加效率(PAE)測試結果如圖6所示。

 

 

測試結果顯示，在3.8~4.2 GHz的工作頻率內，功率放大器的飽和輸出功率最小值為45.4 dBm，最大值為46.5 dBm，整個工作頻帶內的附加效率超過了48%，最大附加效率點達到了55.1%，滿足設計要求。

 

至此本文設計的功率放大器其實測的小信號增益測試數據與仿真數據的趨勢基本一致，與設計相符，大信號輸入條件下的飽和輸出功率與其附加效率均滿足設計要求，證明本文的設計是成功的。

 

3 結論

 

本文設計并實現了一款GaN HEMT內匹配功率放大器，同時對幾種匹配電路模型進行了介紹，有L型匹配網絡、T型匹配網絡、π型匹配網絡，同時對常用于寬帶電路設計的多節匹配網絡以及用史密斯圓圖進行匹配的方法進行了較為詳細的說明。最終用1個柵寬為9.6 mm的GaN功率芯，通過內匹配的方式，用史密斯圓圖進行了電路設計，在3.8~4.2 GHz頻段內，連續波輸入的條件下實現了30 W以上的功率輸出，同時功率的附加效率達到了48%以上。同時也顯示了GaN功率器件的寬帶、高效和高功率的工作性能具有廣闊的工程應用前景。