【導讀】由于高增益峰值及其他各種原因，電流反饋（CFB）放大器可能變得不穩定，極端情況下甚至會進入振蕩狀態。放大器不穩定的原因有兩種：反饋電阻值過低以及引入對地的寄生輸入、輸出電容。小電容會導致放大器的頻率響應在高頻時達到峰值，同時高電容值會迫使器件進入自持振蕩，忽略任何輸入信號的激勵。
本文將介紹如何確保放大器穩定性的設計技巧，包括須知與禁忌，讓您無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。
最大限度降低寄生電容對放大器穩定性影響的方法主要有三種：
1)、良好的布線技術，最大限度減少電路板和探頭的寄生電容。
2)、使用CFB放大器廠商規定的反饋和增益電阻值，保證提供足夠的相位裕度以承受較小的寄生電容。
3)、利用補償技術，最大限度降低頻率響應峰值和脈沖響應過沖。
1、電路板布線技巧
優化電路性能，盡可能提升CFB放大器效果。需特別注意：電路板布線寄生、外部元件類型和電阻值。以下建議有助于優化電路性能（參考圖1和圖2）：
使用去耦電容對電源引腳進行低頻和高頻緩沖。對于高頻，并聯使用100nF和100pF電容，并將它們安置在距離電源引腳不到6mm的位置。對于低頻，使用6.8μF鉭電容，可距離放大器更遠，并允許在其它設備間共享。避免使用窄電源和接地走線，盡量減少走線電感，特別是電源引腳和去耦電容間的走線電感。
由于放大器的輸出和反相輸入引腳對寄生電容最敏感，因此需將輸出電阻RS（如需要）靠近輸出引腳處，反饋和增益電阻（RF和RG）靠近反相輸入，將各自引腳與所有走線電容隔離。
在非反相輸入處增加RIN和CIN占位符，以補償由反相輸入端的寄生電容（CPI）引起的增益峰值。
確定是否需要輸出隔離電阻。低寄生電容負載（<5pF）通常不需要RS。此外，更高的寄生輸出電容可在沒有RS的情況下驅動，但需要更高的閉環增益設置。
保持輸入和輸出引腳周圍有無接地層和無電源層的區域，盡量減輕交流接地相關電容的積聚。在電路板的其它地方，接地層和電源層應保持完好。
通過100Ω電阻將每個測試點連接到要測量的走線，并隔離探針電容示波器與信號走線。
圖1：具備寄生電容和補償元件RS,、RIN及CIN的CFB放大器
圖2：無接地窗口的雙層PCB推薦布線
2、使用既定RF值
CFB放大器廠商通常指定多個RF值，每個RF值對應不同的增益設置。使用推薦的電阻值可確保最佳性能，而不會帶來（或僅造成很小幅度的）峰值增益或帶寬損失；偏離這些值則會影響放大器性能。圖3中顯示了在信號增益為2時使用不同RF值的情況，可見，當指定值RF=1.1kΩ時達到最佳性能。但當RF提高至1.5kΩ時，會出現帶寬損失，而當RF降低到600Ω時，會產生增益峰值（圖4）。
因此，要獲得最佳性能，請遵循廠商建議的RF值。
圖3：使用數據表中指定的RF值可確保最佳性能
圖4：偏離指定的RF值會導致增益產生峰值或降低帶寬
3、補償寄生電容的影響
為區分輸入端（CPI）和輸出端（CPO）的寄生電容，可進行脈沖響應測試。CPI通常小于CPO，并會導致短暫信號過沖；而CPO通常會造成信號振鈴現象延長（圖5）。當然，若CPI>CPO，情況則會反轉；然而這種情況很少發生。
圖5：CPI引起的信號過沖與CPO導致的信號振鈴現象
4、寄生輸入電容CPI
反相輸入端（CPI）的寄生電容通常較?。?.5至5pF），該電容由布線雜散電容和表面貼裝電阻RG的固有分流電容組成。CPI、RF、RG共同在放大器反饋路徑中形成低通特性，在放大器傳遞函數VO/VI中轉換為高通特性。
這種高通特性可在非反相放大器輸入端用R-C低通濾波器進行補償。為此，非反相輸入端的輸入電容須與反相輸入端的寄生電容相匹配（CIN=CPI），且RIN值必須等于反饋和增益電阻的并聯值（RIN=RF||RG）。
圖6：通過RIN-CIN消除增益峰值
圖7：通過RIN-CIN減少過沖
圖6和圖7顯示了圖1中電路的頻率和脈沖響應。當放大器以G=2運行時，其中的RF=RG為廠商規定的最佳性能電阻值。圖6和圖7中還可以觀察到以下結果：
? 當CPI=0時，黑色曲線所示的頻率和脈沖響應既未出現增益峰值也未出現過沖。對于10MHz的±100mV測試輸入，標稱增益為6dB，脈沖幅度為±200mV。
? 當CPI=5pF時，紅色曲線所示的頻率和脈沖響應顯示增益峰值接近21dB，過沖為±1V。
? 在補償情況下（藍色曲線），當CIN=CPI=5pF，且RIN=RF||RG=RF/2時，頻率和脈沖響應分別顯示增益峰值和過沖降低至0.5dB和±45mV。
5、寄生輸出電容CPO
放大器輸出端（CPO）寄生電容還包含布線雜散電容，但大部分通常來自較大的負載電容，例如瞬態抑制器和電流導引二極管的結電容、電纜電容，模數轉換器及其它放大器的輸入電容。因此，CPO的總值可低至20pF，也可能達到幾個100pF。
綜上所述，通常較小的寄生輸出電容對傳遞函數幾乎沒有影響，但較大的CPO值會導致高增益峰值，并且脈沖響應會延長振鈴。圖8和圖9顯示了輸出電容為20pF的影響，其增益峰值小于1dB，且僅出現低于30mV的小過沖。若需要補償CPO，則稍微提高RF、RG值即可。
圖8：利用較高RF值補償較小CPO值
圖9：補償結果顯示幾乎無法區分的脈沖響應
與此相反，補償較大的輸出電容十分必要。圖10和圖11顯示了在未進行補償的情況下，傳遞函數達到約15dB的增益峰值，且CPO為500pF時（紅色曲線）脈沖響應中的長時間信號振鈴。即使提高RF、RG電阻值，改善效果也十分有限（藍色曲線）。不過，安置串聯電阻（RS）可將放大器輸出與容性負載隔離（參見圖1電路）。在此模擬中，需要一個僅為3.9Ω的小RS值將增益峰降至0.5dB以下，同時將信號過沖從±400mV降低到±50mV。
圖10：高CPO值需要額外的隔離電阻RS
圖11：通過RS補償顯著改善脈沖響應
結論
本文中重點探討確保放大器穩定性的設計總結如下：
● 首先，應采用良好的布線技術將寄生電容降至最低
● 使用6.8μF、100nF和100pF電容器為電源電壓提供低頻和高頻緩沖
● 在測試點和待測量走線間插入100Ω電阻，隔離探針電容與信號走線
● 使用數據表中指定的電阻值
● 進行初始脈沖響應測試，以區分寄生輸入和輸出電容
● 通過R-C低通濾波器補償非反相信號輸入端的寄生輸入電容
● 提高RF和RG值，補償較小寄生輸出電容
● 插入低值隔離電阻RS，補償較大的寄生輸出電容
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